UNIVERSIDADE LUTERANA DO BRASILtcceeulbra.synthasite.com/.../SISTEMA-DE...DSPIC30F-KLENIO-JOSE-KAZANOWSKI-2008-1.pdfwas used an induction motor three-phase, controlled by an electronic

UNIVERSIDADE LUTERANA DO BRASIL

PRÓ-REITORIA DE GRADUAÇÃO

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA

Clenio José Kazanowski

SISTEMA DE CONTROLE DE PRESSÃO DIGITAL, UTILIZANDO

DSPIC30F

Departamento de Engenharia Elétrica

Clenio José Kazanowski – Sistema de Controle de Pressão Digital, Utilizando DSPIC30F Universidade Luterana do Brasil

Canoas, Julho de 2008


Clenio José Kazanowski – Sistema de Controle de Pressão Digital, Utilizando dspic30f Universidade Luterana do Brasil

i

Clenio José Kazanowski

Controle de pressão digital, utilizando dspic30f

Trabalho de Conclusão de Curso apresentado ao Departamento de Engenharia Elétrica da ULBRA como um dos requisitos obrigatórios para a obtenção do grau de Engenheiro Eletricista

Departamento:

Engenharia Elétrica

Área de Concentração

Sistema de Controle

Professor Orientador:

Me. Eng. Eletr. Paulo César Cardoso Godoy – CREA-RS: 11682-2

Canoas

2008



ii

FOLHA DE APROVAÇÃO

Nome do Autor: Clenio José Kazanowski

Matrícula: 992101481-1

Título: Controle de pressão digital, utilizando dspic30f

Trabalho de Conclusão de Curso apresentado ao Departamento de Engenharia Elétrica da ULBRA como um dos requisitos obrigatórios para a obtenção do grau de Engenheiro Eletricista

Professor Orientador:

Me. Eng. Eletr. Paulo César Cardoso Godoy

CREA-RS: 11682-2

Banca Avaliadora:

Dr. Eng. Eletr. Valner João Brusamarello

CREA-RS: 78158-D

Conceito Atribuído (A-B-C-D):

Me. Eng. Eletr. Dalton Luiz Rech Vidor

CREA-RS: 79005-D

Conceito Atribuído (A-B-C-D):

Assinaturas:

Autor Clenio José Kazanowski

Orientador Paulo César Cardoso Godoy

Avaliador Valner João Brusamarello

Avaliador Dalton Luiz Rech Vidor

Relatório Aprovado em: 15/07/2008.



iii

DEDICATÓRIA

Dedico a aos meus pais...



iv

AGRADECIMENTOS

Agradeço a Deus, pela vida.

A meus pais, meus primeiros mestres, pelo incentivo e apoio que sempre

dedicaram.

A minha esposa e meus filhos pela compreensão nos momentos em que

estive ausente.

Ao Professor Paulo Godoy orientador deste trabalho de conclusão pelo

estímulo, dedicação e esforço pessoal proporcionado.

A todos os professores deste curso de engenharia pelas valiosas

contribuições durante esses anos de convivência e a todos os colegas que de

alguma forma contribuíram para o nosso aprendizado.

A meus amigos e colegas de trabalho que sempre me apoiaram, e a todos

que colaboraram direta ou indiretamente na elaboração deste trabalho, o meu

reconhecimento.



v

EPÍGRAFE

“Se dinheiro for a sua esperança de

independência, você jamais a terá.

A única segurança verdadeira consiste

numa reserva de sabedoria, de

experiência e de competência.”

Henry Ford



vi

RESUMO

Kazanowski, Clenio Jose. Controle de pressão digital,utilizando

dspic30f. Trabalho de Conclusão de Curso em Engenharia Elétrica – Departamento

de Engenharia Elétrica. Universidade Luterana do Brasil. Canoas, RS. 2008.

O presente trabalho apresenta um sistema de controle digital, utilizado para

o controle de pressão de um protótipo, simulando um sistema de bombeamento de

água para reforço tipo booster, onde há a necessidade da monitoração do nível de

sucção da bomba e controle da pressão de descarga da mesma. Para

implementação do sistema de controle foi utilizado um motor de indução trifásico,

acionado por uma placa eletrônica comandada por um microcontrolador dspic. O

sistema foi eficiente para a finalidade proposta, conforme testes realizados.

Palavras chave: Controle digital, microcontrolador,



vii

ABSTRACT

Kazanowski, Clenio José. Control of Digital Pressure, using dspic30f. Work

of Conclusion of Course in Eletrical Engineering – Eletrical Engineering

Departament Lutheran University of Brasil. Canoas, RS. 2008.

This paper presents a digital control system, used to control the pressure of

a prototype. This prototype simulates a system of pumping water for strengthening

type booster, where there is the need of monitoring the level of suction of the pump

and control the discharge pressure of the same. To implement the control system

was used an induction motor three-phase, controlled by an electronic card with a

microcontroller dspic. The system was efficient for the purpose proposed, as tests.

Keywords: Digital control, microcontroller.



viii

LISTA DE ILUSTRAÇÕES

FIGURA 1 - DIAGRAMA EM BLOCOS DE UM SISTEMA PÚBLICO DE ABASTECIMENTO DE ÁGUA...................... 2 FIGURA 2 - VARIAÇÃO DA VAZÃO EM FUNÇÃO DA ROTAÇÃO. ............................................................................ 8 FIGURA 3 - MOTOR DE INDUÇÃO TRIFÁSICO.................................................................................................... 13 FIGURA 4 – ENROLAMENTO MONOFÁSICO. ....................................................................................................... 15 FIGURA 5 – GRÁFICO DA TENSÃO E CORRENTE EM FUNÇÃO DO TEMPO........................................................ 15 FIGURA 6 – ENROLAMENTO TRIFÁSICO............................................................................................................. 16 FIGURA 7 – REPRESENTAÇÃO GRÁFICA DA TENSÃO TRIFÁSICA EM FUNÇÃO DO TEMPO. ............................. 16 FIGURA 8 – SOMA GRÁFICA. ............................................................................................................................... 17 FIGURA 9 – LIGAÇÕES DAHLANDER. ................................................................................................................. 20 FIGURA 10 – ESTRUTURA BÁSICA DE UM INVERSOR DE FREQÜÊNCIA........................................................... 23 FIGURA 11 - SISTEMA DE MODULAÇÃO PWM. FONTE: TSUTIYA, (2006). ................................................... 26 FIGURA 12 - CURVA REPRESENTATIVA DA TENSÃO V EM FUNÇÃO DA FREQÜÊNCIA F. ................................ 28 FIGURA 13 - CONSUMO DE ENERGIA EM FUNÇÃO DOS MÉTODOS DE CONTROLE DE VAZÃO. ..................... 31 FIGURA 14 – CONTROLE EM MALHA FECHADA................................................................................................. 32 FIGURA 15 – SISTEMA ON-OFF. ......................................................................................................................... 33 FIGURA 16 - DIAGRAMA EM BLOCOS E GRÁFICO DA AÇÃO PROPORCIONAL. ................................................. 34 FIGURA 17 – RESPOSTA DA AÇÃO PROPORCIONAL PARA: KP=1 (____); KP=2 (-----); KP=4 (......). .......... 34 FIGURA 18 - DIAGRAMA EM BLOCOS E GRÁFICO DA ATUAÇÃO DA AÇÃO INTEGRAL. .................................... 35 FIGURA 19 - DIAGRAMA EM BLOCOS E GRÁFICO DA ATUAÇÃO DA AÇÃO PROPORCIONAL-INTEGRAL. ........ 36 FIGURA 20 - DIAGRAMA EM BLOCOS E GRÁFICO DA ATUAÇÃO DA AÇÃO PROPORCIONAL-DERIVATIVA. ..... 37 FIGURA 21 - DIAGRAMA EM BLOCOS E GRÁFICO DA ATUAÇÃO DA AÇÃO PROPORCIONAL-INTEGRAL-

DERIVATIVO. FONTE: HEY, (1997). ........................................................................................................... 37 FIGURA 22 - DIAGRAMA EM BLOCOS DO CONTROLADOR DIGITAL.................................................................. 38 FIGURA 23 - DIAGRAMA EM BLOCOS DO PROTÓTIPO PROPOSTO.................................................................... 40 FIGURA 24 – CIRCUITO SIMPLIFICADO DE UM INVERSOR DE FREQÜÊNCIA. .................................................. 42 FIGURA 25 – POTÊNCIA EIXO. ............................................................................................................................ 43 FIGURA 26 – DIAGRAMA DE APLICAÇÃO DO MÓDULO FFSAM15SH60A. ................................................... 45 FIGURA 27 – VARIAÇÃO DA RESISTÊNCIA EM FUNÇÃO DA TEMPERATURA..................................................... 46 FIGURA 28 – PROTEÇÃO CONTRA CUTO-CIRCUITO. ......................................................................................... 47 FIGURA 29 - PROTEÇÃO CONTRA BAIXA TENSÃO. ............................................................................................ 48 FIGURA 30 – MÓDULO DE POTÊNCIA................................................................................................................ 50 FIGURA 31 – KIT DE DESENVOLVIMENTO. ........................................................................................................ 52 FIGURA 32 – CIRCUITO DE RESET. .................................................................................................................... 53 FIGURA 33 – CIRCUITO DE ALIMENTAÇÃO MPX 4250DP E MPX5010DP................................................. 55 FIGURA 34 – TELA INICIAL DO MPLAB. ............................................................................................................. 56 FIGURA 35 – GRAVADOR CERNE USB ................................................................................................................ 57 FIGURA 36 – BARRA DE FERRAMENTAS DO ICD 2 .......................................................................................... 58 FIGURA 37 - SISTEMA DE CONTROLE E POTÊNCIA CONECTADOS. ................................................................. 59 FIGURA 38 - GERAÇÃO DO SINAL PWM PARA OS CANAIS PWM0 E PWM1 ................................................. 67 FIGURA 39 - FORMA DE ONDA DA CORRENTE EM INVERSOR COMERCIAL..................................................... 68 FIGURA 40 - FORMA DE ONDA DA CORRENTE PARA O INVERSOR DESENVOLVIDO. ...................................... 68 FIGURA 41 - GRÁFICO DOS TESTES DE CONTROLE DE PRESSÃO REALIZADOS. ............................................ 70 FIGURA 42 - CONTROLE DE PRESSÃO EM 10MCA PARA VAZÃO FIXA. ............................................................ 71 FIGURA 43 - GRÁFICO DO CONTROLE DE PRESSÃO EM 15MCA E VAZÃO FIXA. ............................................ 72 FIGURA 44 - CONTROLE DE PRESSÃO PARA 20MCA VAZÃO FIXA. .................................................................. 72 FIGURA 45 - GRÁFICO DA PRESSÃO PARA VAZÃO VARIÁVEL. .......................................................................... 73 FIGURA 46 - PRESSÃO VARIÁVEL DEVIDO AO BAIXO VOLUME DE ÁGUA NA SUCÇÃO DA BOMBA. ............... 74



ix

LISTA DE TABELAS

TABELA 1 – MÓDULOS 10 A 75A ...................................................................................................................... 44 TABELA 2 - COMPARATIVO ENTRE INVERSOR COMERCIAL E INVERSOR PROJETADO. .................................. 69



x

LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

ABNT: Associação Brasileira de Normas Técnicas.

AMT: Altura Manométrica Total.

DSC: Digital Signal Controller.

DSP: Digital Signal Processing

GND: Ground.

ICD: In-Circuit Debugger

ICSP: In-Circuit Serial Programming

IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor

kPa: kilo Pascal.

mca: metros coluna de água.

MCLR: Master Clear

MIPs: Milhões de Instruções Por segundo.

PGC: Programming Clock

PGD: Programming Data

PWM: Modulação por Largura de Pulsos

RISC: Reduced Instruction Set Computer.

RPM: Rotações por minuto

V/F: Tensão/Freqüência



xi

LISTA DE SÍMBOLOS

CC – Corrente Continua [CC]

H – Campo magnético [H]

Hm – Altura [Hm]

І – Corrente elétrica [I]

I2 – Corrente Rotórica [I2]

n – Velocidade rotacional [n]

η – Rendimento [η]

Ns – Rotação síncrona [Ns]

p – pólos [p]

2jP - Perdas rotóricas [ 2jP ]

Q – Vazão [Q]

Qmín – Vazão mínima [Qmín]

Qmed – Vazão media [Qmed]

Qmáx – Vazão máxima [Qmáx]

R2 – Resistência rotórica [R2]

s – escorregamento [s]

T – Torque [T]

V – Tensão [V]

W – Watt [W]

0W - Rotação síncrona [ 0W ]



xii

SUMÁRIO

1. INTRODUÇÃO ............................................................................................................................................ 1

1.1. VISÃO GERAL DO PROBLEMA ............................................................................................................... 1 1.2. FORMULAÇÃO DO PROBLEMA DE ENGENHARIA.................................................................................. 2 1.3. FORMULAÇÃO DO PROBLEMA COMERCIAL.......................................................................................... 2 1.4. ESTUDOS DE MERCADO........................................................................................................................ 3 1.4.1. Identificação dos interessados ............................................................................................... 3 1.4.2. Oportunidade de negócios ....................................................................................................... 3

1.5. OBJETIVOS ............................................................................................................................................. 3 1.6. UNIVERSO DAS SOLUÇÕES ................................................................................................................... 4 1.6.1. Construção de reservatório ...................................................................................................... 4 1.6.2. Monitoração e controle de pressão ........................................................................................ 4 1.6.3. Controle digital com ajuste inicial pela pressão de entrada do sistema..................... 4

1.7. JUSTIFICATIVA TÉCNICA E ECONÔMICA PARA A SOLUÇÃO ESCOLHIDA ........................................... 5 1.7.1. Critérios ......................................................................................................................................... 5 1.7.2. Benchmark ................................................................................................................................... 5

1.8. ESPECIFICAÇÕES TÉCNICAS DA SOLUÇÃO ESCOLHIDA ..................................................................... 6

2. REFERENCIAL TEÓRICO...................................................................................................................... 7

2.1. BOMBAS CENTRÍFUGAS......................................................................................................................... 7 2.2. BOMBEAMENTO PARA REFORÇO OU BOOSTER .................................................................................. 8 2.2.1. Recomendações para dimensionamento do booster......................................................... 9

2.3. VARIADORES DE VELOCIDADE ........................................................................................................... 11 2.3.1. Variador de velocidade hidrocinético .................................................................................. 11 2.3.2. Variador de Velocidade com Inversor de freqüência ...................................................... 11

2.4. MOTOR ELÉTRICO................................................................................................................................ 12 2.4.1. Motor de indução trifásico...................................................................................................... 13 2.4.2. Princípio de funcionamento – campo girante .................................................................... 14 2.4.3. Velocidade síncrona (Ns) ........................................................................................................ 17 2.4.4. Escorregamento (s) ................................................................................................................... 18 2.4.5. Velocidade nominal.................................................................................................................. 19

2.5. REGULAGEM DA VELOCIDADE DE MOTORES ASSÍNCRONOS DE INDUÇÃO ................................... 19 2.6. INVERSORES DE FREQÜÊNCIA ............................................................................................................ 21 2.6.1. Controle escalar ........................................................................................................................ 27 2.6.2. Controle vetorial ........................................................................................................................ 28

2.7. CONTROLE DE PRESSÃO ..................................................................................................................... 29 2.7.1. Principais sistemas de controle de pressão ...................................................................... 30

2.8. CONTROLADORES AUTOMÁTICOS....................................................................................................... 32 2.8.1. Ação de controle de duas posições ou on-off .................................................................... 33 2.8.2. Ação de controle proporcional ............................................................................................... 33 2.8.3. Ação de controle integral ........................................................................................................ 35 2.8.4. Ação de controle proporcional-integral ............................................................................... 35 2.8.5. Ação de controle proporcional-derivativa ........................................................................... 36 2.8.6. Ação de controle proporcional-integral-derivativa ........................................................... 37

2.6. CONTROLE DIGITAL................................................................................................................................ 38

3. MATERIAIS E MÉTODOS .................................................................................................................... 40

3.1. O CONJUNTO MOTOR-BOMBA ........................................................................................................... 41



xiii

3.2. O INVERSOR DE FREQÜÊNCIA ............................................................................................................ 41 3.2.1. O Módulo de Potência FFSAM15SH60A............................................................................. 43 3.2.2. Circuito de Alimentação do Módulo ..................................................................................... 48 3.2.3. O Circuito Intermediário.......................................................................................................... 48 3.2.4. O Retificador .............................................................................................................................. 49 3.2.5. O Circuito de Potência e Fonte de Alimentação................................................................ 49

3.3. O MICROCONTROLADOR DSPIC30F2010 ...................................................................................... 50 3.4. SENSORES DE PRESSÃO...................................................................................................................... 53 3.4.1. MPX4250DP ............................................................................................................................... 54 3.4.2. MPX5010DP ............................................................................................................................... 54

3.5. AMBIENTE DE DESENVOLVIMENTO .................................................................................................... 55 3.5.1. O Mplab ....................................................................................................................................... 55 3.5.2. O Kit Gravador Cerne USB .................................................................................................... 56

3.6. DESCRIÇÃO DO HARDWARE................................................................................................................ 58 3.7. DESENVOLVIMENTO DO SOFTWARE E FLUXOGRAMAS .................................................................... 60

4. APRESENTAÇÃO E DISCUSSÃO DOS RESULTADOS .............................................................. 66

4.1. GERAÇÃO DOS SINAIS PWM .............................................................................................................. 66 4.2. COMPARAÇÃO COM INVERSOR COMERCIAL ...................................................................................... 67 4.3. MEDIÇÃO DE PRESSÃO........................................................................................................................ 70

5. CONSIDERAÇÕES FINAIS .................................................................................................................. 75

5.1. PROBLEMAS ENCONTRADOS............................................................................................................... 75 5.2. CONCLUSÕES ....................................................................................................................................... 75 5.3. SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS ......................................................................................... 76

6. REFERÊNCIAS ........................................................................................................................................ 77

APÊNDICE A – CÓDIGO FONTE ............................................................................................................... 79

APÊNDICE B – ESQUEMA ELÉTRICO .................................................................................................... 90

ANEXO A – MANUAL DSPIC30F2010 .................................................................................................... 93

ANEXO B – MANUAL FSAM15SH60A..................................................................................................... 96

ANEXO C – MANUAL MPX5010DP .......................................................................................................... 99

ANEXO D – MANUAL MPX4250DP ........................................................................................................ 101

ANEXO E – MANUAL ASP-56S ................................................................................................................ 103

Departamento de Engenharia Elétrica 1


1. INTRODUÇÃO

O presente trabalho de conclusão buscou uma alternativa eficiente e de

baixo custo para implementação de um sistema de monitoração e controle de um

sistema de bombeamento de água para reforço tipo booster. O mesmo é muito

utilizado em áreas distantes dos reservatórios, onde ocorre desabastecimento

durante os horários de grande consumo, ou em regiões de grande desnível

geográfico dificultando o abastecimento de água de forma eficiente.

1.1. Visão Geral do Problema

Em um sistema público de abastecimento, a quantidade de água

consumida varia continuamente em função do tempo, das condições climáticas,

hábitos da população, etc. Conseqüentemente apresentam variações de vazão e

pressão durante o período de fornecimento. Durante o dia há um grande consumo

de água, atingindo valores máximos em torno do meio-dia e por conseqüência a

pressão do sistema diminui, causando desabastecimento em setores distantes do

ponto de recalque de água. Por outro lado, à noite, há um baixo consumo e

conseqüentemente, há um aumento de pressão no sistema ocasionando inclusive

rompimento de redes de abastecimento de água (A. Netto, 1998). Há também a

norma da ABNT, NBR 12218/1994 (NB594) que define as condições gerais e

específicas para projeto de redes de distribuição de água para abastecimento

público, que define os seguintes limites: pressão estática máxima: 500 kPa (50mca)

e pressão dinâmica mínima: 100kPa (10mca) (A. Netto, 1998).

Buscando amenizar este problema as empresas de saneamento utilizam

como solução a implantação de sistemas de bombeamento de reforço tipo booster,

ou seja, instalação de uma bomba na rede de abastecimento, aumentando a

pressão na região com problema de abastecimento. A figura 1 mostra o diagrama

em blocos de um sistema de abastecimento, onde pode-se identificar o sistema de

bombeamento de reforço, após uma determinada área abastecida.



Figura 1 - Diagrama em blocos de um sistema público de abastecimento de água.

Porém, o inconveniente deste tipo de projeto, é que, quando ocorre falta de

energia elétrica, ou por qualquer outro problema em que o sistema é desligado há a

perda de pressão e entrada de ar nas tubulações. Depois de religado o sistema de

bombeamento existe um período de tempo para normalizar o abastecimento na

região denominada área_1, e religamento do bombeamento de reforço. É neste

momento que geralmente ocorre o problema nos sistemas de bombeamento de

reforço, pois a pressão na sucção da bomba dá condições de religamento. Porém

quando o motor liga, mesmo com o uso de inversores de freqüência e uma rampa de

aceleração com tempo longo, ele tende a atingir a velocidade nominal para

recuperar a pressão da região denominada área_2. Mas, como a vazão de chegada

não é suficiente, devido ao alto consumo na região denominada área_1, o motor

desliga novamente, ocorrendo várias vezes, esta ação de liga e desliga até

restabelecer a pressão do sistema. A proposta é implementar um sistema de

controle capaz de solucionar este problema.

1.2. Formulação do Problema de Engenharia

Monitorar e controlar de forma eficiente um sistema de bombeamento de

água para reforço, durante todo o período de fornecimento.

1.3. Formulação do Problema Comercial

Estação de Tratamento de Água

Estação de Bombeamento de Água

Área_2 Abastecida

Estação de Bombeamento de Reforço (Booster)

Área_1 Abastecida



Um sistema de distribuição de água deficiente é um problema grave para

qualquer empresa do setor, pois desgasta a imagem perante os consumidores bem

como acarreta prejuízos financeiros para a organização. Os resultados esperados

são: baixo custo para implantação, eficiência na distribuição de água, pouca

manutenção.

1.4. Estudos de Mercado

Tratando-se de uma solução específica, este projeto não possui perspectivas

de desenvolvimento em série, porém pode vir a ser utilizado em situações

específicas, onde haja necessidade de monitoração e controle de um sistema.

1.4.1. Identificação dos interessados

Empresas de saneamento, bem como empresas construtoras para aplicação

em condomínios e loteamentos, visando redução dos custos de implantação do

sistema de distribuição de água.

1.4.2. Oportunidade de negócios

Empresas fabricantes de controladores e/ou inversores para implementação

de um sistema de controle integrado ao sistema de potência.

1.5. Objetivos

Este projeto tem por objetivo, apresentar uma alternativa para implantação

de um bombeamento de reforço, utilizado em um sistema público de abastecimento

de água, realizando o controle de pressão de forma eficiente na região abastecida, e

monitorando a pressão de entrada do bombeamento. O mesmo deverá realizar um

controle inicial pela pressão de entrada do sistema, até o momento em que seja



atingido o valor de pressão de trabalho desejado, para então, realizar o controle de

pressão pela variável de saída do sistema de abastecimento.

Outra meta a ser atingida é a implementação de um variador de velocidade

para acionamento do motor de indução trifásico, utilizado para acionamento da

bomba possibilitando, desta forma a realização do controle de pressão através da

variação da velocidade do conjunto motor e bomba.

1.6. Universo das Soluções

Existem várias soluções possíveis para implantação de um sistema de

distribuição de água em locais onde há baixa pressão na rede de distribuição, bem

como em regiões com grandes desníveis geográficos. Existem algumas soluções

possíveis que podem ser implementadas, possibilitando um sistema de controle

eficiente.

1.6.1. Construção de reservatório

Construção de reservatório tipo apoiado junto ao sistema de bombeamento

de reforço para acúmulo de água e funcionamento como câmara de sucção da

bomba com controle de pressão na tubulação de recalque através de inversor de

freqüência, CLP e transdutores de pressão.

1.6.2. Monitoração e controle de pressão

Para implementação desta solução é necessário a instalação de um sensor

de pressão próximo a sucção, capaz de realizar o controle do religamento. O mesmo

deve ser ajustado para religamento, com um valor bem superior ao necessário para

funcionamento do sistema, capaz de suprir a vazão necessária para recuperação da

pressão de recalque em um curto espaço de tempo, em conjunto com inversor de

freqüência, transdutores de pressão de recalque e controlador de pressão ou CLP.

1.6.3. Controle digital com ajuste inicial pela pressão

de entrada do sistema

Outra opção é a implementação de um bombeamento de reforço, utilizando

sensores de pressão de baixo custo para monitorar a pressão de chegada de água,



realizando o ajuste pela pressão de entrada do sistema até que seja atingido o valor

de pressão de saída desejado, para a partir deste, realizar o controle de pressão de

saída através da variação de velocidade do motor controlado por microcontrolador.

1.7. Justificativa Técnica e Econômica para a Solução Escolhida

O projeto visa à implementação de um sistema de controle eficiente e de

baixo custo, para controle e monitoração de um sistema de bombeamento de

reforço para distribuição de água, buscando sempre a redução de perdas, redução

de custos e redução das intervenções para manutenção no sistema.

1.7.1. Critérios

Os critérios para seleção da melhor solução incluem: baixo custo de

implantação, mínima interferência no ambiente de implantação, e inovação quanto

ao sistema de controle, visto que os controladores comerciais não possuem as

funções necessárias para implementação de tal controle, ou seja, controle pela

variável de entrada até que seja atingido o set point da variável de saída.

1.7.2. Benchmark

Analisando as soluções disponíveis concluí-se que, para a solução do

problema deve-se buscar alternativas em equipamentos programáveis, como por

exemplo, CLP ou controladores de processos (PID), para controle do inversor de

freqüência, porém neste caso haverá a utilização de dois equipamentos de custo

relativamente alto para controle do sistema. Visando a redução de equipamentos e

custos, será implementado um inversor de freqüência com sistema de controle

embutido em um único microcontrolador.



1.8. Especificações Técnicas da Solução Escolhida

O projeto deverá realizar o controle de pressão de um sistema de

bombeamento de reforço. Este controle consiste em variar a velocidade da bomba

de recalque de água através da variação de freqüência do motor. Para tal será

utilizado um microcontrolador capaz de realizar o sistema de controle do mesmo,

bem como a medição da pressão de sucção e de recalque do sistema.

O sistema deverá possibilitar o controle de velocidade do motor pela pressão

de entrada do sistema, até que seja atingida a pressão de saída desejada; e depois

de atingida a pressão desejada, o sistema, deverá controlar a velocidade pela

pressão de recalque, mantendo-a constante.



2. REFERENCIAL TEÓRICO

2.1. Bombas Centrífugas

As bombas centrífugas aceleram a massa líquida através da força

centrífuga fornecida pelo giro do rotor, cedendo energia cinética a massa em

movimento e transformando a energia cinética internamente em energia de pressão,

ou piezométrica, na saída do rotor, através da voluta da bomba (S. B. Jardim,

1992).

A curva característica de uma bomba centrífuga é a representação gráfica

do desempenho operacional onde, para certa velocidade angular de giro, de um

determinado rotor, registra-se a variação da altura manométrica total (AMT) em

função da vazão de bombeamento (Q ) (S. B. Jardim, 1992).

Toda bomba centrífuga possui uma vazão máxima de operação que

nunca é ultrapassada. É a pressão de vazão nula (shut-off), quando a descarga da

bomba é bloqueada, situação em que o rotor segue girando e recirculando o líquido

contido, sem introduzi-lo no conduto de recalque. (S. B. Jardim, 1992). A

capacidade de bombeamento (vazão) aumenta quando a pressão de saída diminui e

vice-versa. (S. B. Jardim, 1992).

A velocidade de rotação de uma bomba pode ser alterada, possibilitando

a mudança dos parâmetros funcionais mais importantes que são a vazão, a pressão

de trabalho, a potência consumida e o rendimento operacional. A velocidade de

rotação de uma bomba é calculada a partir da velocidade de rotação do motor de

acionamento, o eixo da bomba é acoplado diretamente ao eixo do motor (S. B.

Jardim, 1992).

A figura 2 apresenta uma curva característica da variação da pressão de

uma bomba em função da rotação da mesma, onde é apresentada a variação de

vazão (Q) em litros por segundo e a variação de pressão (H) em metros coluna de

água (m).



Figura 2 - Variação da vazão em função da rotação. Fonte: Tsutiya (2006).

2.2. Bombeamento para Reforço ou Booster

O sistema de bombeamento para reforço, também conhecido como

booster, é geralmente utilizado em instalações que necessitam de aumento de

pressão ou de vazão. (M. T. Tsutiya, 2005). Em um sistema de distribuição de água

o booster é instalado em uma tubulação, com o objetivo de aumentar à jusante,

auxiliando o escoamento e procurando manter a pressão constante em toda a rede

de distribuição de água, independente das variações de consumo ocorridas ao longo

do dia. Para isso, normalmente se utiliza nos conjuntos motor-bomba os variadores

de rotação da bomba (variador hidrocinético ou inversor de freqüência). (M. T.

Tsutiya, 2005).



Vários tipos de equipamentos foram utilizados em boosters para

abastecimento de água ao longo dos últimos anos destacando-se:

• Booster de rotação constante ou estação pressurizadora, utilizando

bombas horizontais.

• Booster com bombas in line instalada em caixas de concreto

construída sob o leito carroçável.

Como alternativa foi desenvolvido um projeto mais econômico

utilizando bomba submersa de rotação fixa, de custo de implantação menor, porém

com alto índice de manutenção, principalmente queima de motor. Entretanto, com

o uso de inversor de freqüência houve uma grande melhoria operacional. (M. T.

Tsutiya, 2005).

De um modo em geral, os boosters com bombas de rotação constante

apresentam:

• Rendimento energético relativamente baixo;

• Pressões elevadas à jusante da bomba, principalmente no período

noturno, causando aumento do número de vazamentos na rede.

• Freqüentes variações bruscas no escoamento devido às paradas das

bombas.

Devido a esses problemas, e também, com a introdução no mercado

nacional dos variadores de rotação da bomba, como: hidrocinético, eletromagnético,

inversor estático de corrente elétrica e inversor de freqüência, os boosters com

bombas de rotação constante tem sido substituídos por boosters com bombas de

rotação variável, tendo sido os mais utilizados, o variador de rotação hidrocinético e

o inversor de freqüência. (M. T. Tsutiya, 2005).

2.2.1. Recomendações para dimensionamento do

booster

Para o booster utilizado na distribuição de água, são apresentadas as

seguintes recomendações: (M. T. Tsutiya, 2005).

• A cota topográfica do booster deve ser tal que a pressão disponível na

sucção das bombas, em final de plano, seja igual ou superior a 10 mca;



• A bomba deve ser adequada à operação em rotação variável para

bombeamento de água potável sob condições de alta variação de vazão (Qmín =

0,3*Qmed, Qmáx = 1,8*Qmed). O rendimento mínimo aceitável é de 50% para

bombas de até 3,0 cv; 60% para bombas de 3,0 a 7,7 cv; e 70% para bombas

maiores que 7,7 cv;

• O variador deve apresentar rotação, potência e refrigeração compatíveis

com o motor e bomba acoplados, assim como rotação nominal máxima de saída, à

plena carga, superior a 85% da rotação de entrada. O rendimento nominal mínimo

é de 80% para cargas até 7,5 cv, 85% para cargas entre 7,5 e 15 cv e de 90% para

cargas superiores a 15 cv;

• Os pressostatos de sucção devem ser dimensionados para suportar

continuamente a máxima pressão estática prevista na entrada da estação, com

ajuste de atuação (na descida) definido em 30% da pressão dinâmica mínima, e

rearme automático (na subida) não superior a 50% da mesma pressão;

• Os pressostatos de recalque devem ser dimensionados para suportar

continuamente a máxima pressão estática esperada no recalque na condição de

vazão nula e rotação plena (nominal) da bomba, com ajuste de atuação (na subida)

definida em 110% da pressão ajustada no controle do variador, e rearme

automático (na descida) não inferior a 105% da mesma pressão;

• Em caso de defeitos temporários (falta de energia, falta de água) o sistema

deve ser capaz de reentrar automaticamente assim que o problema desaparecer,

sendo o motor dimensionado para suportar o subseqüente carregamento de rede;

• Em caso de defeitos permanentes (no motor ou no variador) o sistema

deverá sinalizar e permanecer bloqueado até que o problema seja sanado e o

respectivo botão de rearme seja pressionado;

• Eventuais transitórios de pressão (partida de bombas, manobras de rede)

devem ser filtrados através de temporizadores de retardo associados ao seu

respectivo pressostato;

• Pode eventualmente, ser previsto abastecimento parcial do setor, pela

pressão residual disponível na entrada, através de um ramal de derivação (by-pass)

de diâmetro compatível à rede;



2.3. Variadores de Velocidade

2.3.1. Variador de velocidade hidrocinético

É um acoplamento hidráulico com nível de óleo regulável conforme um

parâmetro de controle. É composto por um eixo de entrada de rotação fixa e um

eixo de saída, cuja rotação pode variar linearmente desde zero até uma rotação

próxima a do eixo de entrada. A variação da rotação e obtida pela atuação de um

sensor incorporado, o qual pode reagir em resposta a qualquer variável escolhida

como: peso, pressão, temperatura, capacidade, volume e nível. (M. T. Tsutiya,

2005).

No variador hidrocinético usa-se óleo como fluido e dois discos aletados

frente a frente alojados em uma caixa fechada montada sobre dois eixos

independentes. Dentro da caixa coloca-se certa quantidade de fluido (óleo

hidráulico) até atingir um nível determinado. O primeiro eixo será acoplado ao

motor de rotação constante, e o segundo a bomba que se deseja rotação variável. Os

dois discos são montados bem próximos, porém sem se tocarem, uma peça em

forma de coroa é fixada no disco de rotação constante formando um receptáculo

onde o óleo é mantido. (M. T. Tsutiya, 2005).

2.3.2. Variador de Velocidade com Inversor de

freqüência

É um equipamento elétrico capaz de produzir uma variação nos valores da

tensão e da freqüência elétrica que alimenta o motor, promovendo a variação de sua

rotação. (M. T. Tsutiya, 2005).

A variação da freqüência é feita em um painel que recebe energia na

freqüência da rede, 60 Hz no Brasil, comandada por um sinal elétrico proveniente

de um sensor que pode ser de pressão para o caso de redes de distribuição de água

ou de nível para estações elevatórias de esgoto. Esse sinal, gerado no sensor pode

ser convertido por um transdutor na faixa de 4 a 20 mA e transmitido mesmo a

distância para o painel para controle da variação da freqüência, de modo a provocar

a mudança de rotação no conjunto motor-bomba.



Deve-se tomar cuidado com a escolha do motor, pois o motor de indução

trifásico normal é projetado para trabalhar a partir da rede de alimentação senoidal.

O conversor de freqüência procura imitar essa alimentação senoidal através da

geração de pulsos de alta freqüência, onde a largura de cada pulso é controlada de

forma que o valor médio resultante seja uma senóide. (M. T. Tsutiya, 2005).

Entretanto os inversores de freqüência pelo seu princípio de funcionamento

provocam distorções nas formas de onda de tensão e corrente da rede elétrica, as

quais passam a apresentar características diferentes de uma onda senoidal pura de

60 Hz, devido a presença de harmônicos na rede. Essas características têm suas

conseqüências negativas, sendo que, no motor, provoca uma elevação de

temperatura e variação na eficiência devido à onda não senoidal, e na rede elétrica,

há uma degeneração na qualidade do sinal causando distúrbios em instrumentos

de medição e controle, interferências negativas com a vizinhança e perdas elétricas.

(M. T. Tsutiya, 2005).

Atualmente a forma mais utilizada para o controle de velocidade de motores

de indução é a utilização de inversores de freqüência, pois possibilitam a alteração

da freqüência, bem como a variação de tensão aplicada ao motor, melhorando as

características de torque do mesmo.

2.4. Motor Elétrico

O motor elétrico é a máquina destinada a transformar energia elétrica em

energia mecânica. O motor de indução é o mais usado de todos os tipos de motores,

pois combina as vantagens da utilização de energia elétrica - baixo custo, facilidade

de transporte, limpeza e simplicidade de comando - com sua construção simples,

grande versatilidade de adaptação às cargas dos mais diversos tipos e melhores

rendimentos. Os tipos mais comuns de motores elétricos são: (Weg, 2008).

• Motores de corrente contínua: são motores de custo mais elevado e, além

disso, precisam de uma fonte de corrente contínua, ou de um dispositivo que

converta a corrente alternada comum em contínua. Podem funcionar com

velocidade ajustável entre amplos limites e se prestam a controles de grande

flexibilidade e precisão. Por isso, seu uso é restrito a casos especiais em que estas

exigências compensam o custo muito mais alto da instalação.



• Motores de corrente alternada: são os mais utilizados, porque a

distribuição de energia elétrica é feita normalmente em corrente alternada. Os

principais tipos são:

Motor síncrono: Funciona com velocidade fixa; utilizado somente para

grandes potências (devido ao seu alto custo em tamanhos menores) ou quando se

necessita de velocidade invariável.

Motor de indução: Funciona normalmente com uma velocidade constante,

que varia ligeiramente com a carga mecânica aplicada ao eixo. Devido a sua grande

simplicidade, robustez e baixo custo, é o motor mais utilizado de todos, sendo

adequado para quase todos os tipos de máquinas acionadas, encontradas na

prática. Atualmente é possível controlar a velocidade dos motores de indução com o

auxílio de inversores de freqüência.

2.4.1. Motor de indução trifásico

O motor de indução trifásico (figura 3) é composto fundamentalmente de

duas partes: estator e rotor. (Weg, 2008).

Figura 3 - Motor de Indução Trifásico. Fonte: Weg (2008).

Estator:



• Carcaça (1) - é a estrutura suporte do conjunto; de construção robusta em

ferro fundido, aço ou alumínio injetado, resistente à corrosão e com aletas.

• Núcleo de chapas (2) - as chapas são de aço ferromagnético, tratadas

termicamente para reduzir ao mínimo as perdas no ferro.

• Enrolamento trifásico (8) - três conjuntos iguais de bobinas, uma para

cada fase, formando um sistema trifásico ligado à rede trifásica de alimentação.

Rotor:

• Eixo (7) - transmite a potência mecânica desenvolvida pelo motor. É

tratado termicamente para evitar problemas como empenamento e fadiga.

• Núcleo de chapas (3) - as chapas possuem as mesmas características das

chapas do estator.

• Barras e anéis de curto-circuito (12) - são de alumínio injetado sob

pressão numa única peça.

Outras partes do motor de indução trifásico:

• Tampa (4)

• Ventilador (5)

• Tampa defletora (6)

• Caixa de ligação (9)

• Terminais (10)

• Rolamentos (11)

O motor de gaiola é aquele cujo rotor é constituído de um conjunto de

barras não isoladas e interligadas por anéis de curto-circuito. O que caracteriza o

motor de indução é que só o estator é ligado à rede de alimentação. O rotor não é

alimentado externamente e as correntes que circulam nele, são induzidas

eletromagneticamente pelo estator.

2.4.2. Princípio de funcionamento – campo girante

Quando uma bobina é percorrida por uma corrente elétrica, é criado um

campo magnético dirigido conforme o eixo da bobina e de valor proporcional à

corrente.



Na figura 4 é indicado um enrolamento monofásico atravessado por uma

corrente I, e o campo H criado por ela; o enrolamento é constituído de um par de

pólos (um pólo norte e um pólo sul), cujos efeitos se somam para estabelecer o

campo H. O fluxo magnético atravessa o rotor entre os dois pólos e se fecha através

do núcleo do estator.

Figura 4 – Enrolamento monofásico. Fonte: Weg (2008).

Se a corrente I é alternada, o campo H também é, e o seu valor a cada

instante será representando pelo mesmo gráfico da figura 5, inclusive invertendo o

sentido em cada semiciclo. O campo H é pulsante, pois, sua intensidade varia

proporcionalmente à corrente, sempre na mesma direção norte-sul.

Figura 5 – Gráfico da tensão e corrente em função do tempo. Fonte: Weg (2008)

Na figura 6 é indicado um enrolamento trifásico, que é composto por três

monofásicos espaçados entre si de 120º.



Figura 6 – Enrolamento Trifásico. Fonte: Weg (2008).

Se este enrolamento for alimentado por um sistema trifásico, as correntes

І1, І2 e І3 criarão, do mesmo modo, os seus próprios campos magnéticos H1, H2 e

H3. Estes campos são espaçados entre si de 120º. Além disso, como são

proporcionais às respectivas correntes, serão defasados no tempo, também de 120º

entre si e podem ser representados por um gráfico igual ao da figura 7. O campo

total H resultante, a cada instante, será igual à soma gráfica dos três campos H1,

H2 e H3 naquele instante.

Figura 7 – Representação gráfica da tensão trifásica em função do tempo. Fonte: Weg (2008)

Na figura 8, está representada a soma gráfica para seis instantes

sucessivos.



Figura 8 – Soma gráfica. Fonte: Weg (2008).

No instante (1), a figura 8, mostra que o campo H1 é máximo e os campos

H2 e H3 são negativos e de mesmo valor, iguais a 0,5. Os três campos são

representados na figura 8 (1), parte superior, levando em conta que o campo

negativo é representado por uma seta de sentido oposto ao que seria normal; o

campo resultante (soma gráfica) é mostrado na parte inferior da figura 8 (1), tendo a

mesma direção do enrolamento da fase 1. Repetindo a construção para os pontos 2,

3, 4, 5 e 6 da figura 8, observa-se que o campo resultante H tem intensidade

constante, porém sua direção vai girando, completando uma volta no fim de um

ciclo. Assim, quando um enrolamento trifásico é alimentado por correntes

trifásicas, cria-se um campo girante, como se houvesse um único par de pólos

girantes, de intensidade constante. Este campo girante, criado pelo enrolamento

trifásico do estator, induz tensões nas barras do rotor (linhas de fluxo cortam as

barras do rotor) as quais geram correntes, e conseqüentemente, um campo no

rotor, de polaridade oposta à do campo girante. Como campos opostos se atraem e

como o campo do estator (campo girante) é rotativo, o rotor tende a acompanhar a

rotação deste campo. Desenvolve-se então, no rotor, um conjugado motor que faz

com que ele gire, acionando a carga.

2.4.3. Velocidade síncrona (Ns)

A velocidade síncrona do motor é definida pela velocidade de rotação do

campo girante, a qual depende do número de pólos (2p) do motor e da freqüência (f)

da rede, em hertz. Os enrolamentos podem ser construídos com um ou mais pares



de pólos, que se distribuem alternadamente (um norte e um sul) ao longo da

periferia do núcleo magnético. O campo girante percorre um par de pólos (p) a cada

ciclo. Assim, como o enrolamento tem pólos ou p pares de pólos, a velocidade do

campo será: (Weg, 2008).

p

f

p

fNs

*2

*120*60== (rpm) (Eq.1)

Para motores de dois pólos, o campo percorre uma volta a cada ciclo.

Assim, os graus elétricos equivalem aos graus mecânicos. Para motores com mais

de dois pólos obtém-se, um giro geométrico menor. Por exemplo: Para um motor de

seis pólos teremos, em um ciclo completo, um giro do campo de 360º x 2/6 = 120º

geométricos. Isto equivale, logicamente, a 1/3 da velocidade em dois pólos. Conclui-

se, assim, que: Graus geométricos = Graus mecânicos x p

2.4.4. Escorregamento (s)

Se o motor gira a uma velocidade diferente da velocidade síncrona, ou seja,

diferente da velocidade do campo girante, o enrolamento do rotor corta as linhas de

força magnética do campo e, pelas leis do eletromagnetismo, circularão nele

correntes induzidas. Quanto maior a carga, maior terá que ser o conjugado

necessário para acioná-la. Para obter o conjugado, terá que ser maior a diferença de

velocidade para que as correntes induzidas e os campos produzidos sejam maiores.

Portanto, a medida que a carga aumenta cai à rotação do motor. Quando a carga é

zero (motor em vazio) o rotor girará praticamente com a rotação síncrona. A

diferença entre a velocidade do motor n e a velocidade síncrona Ns chama-se

escorregamento s, que pode ser expresso em rpm, como fração da velocidade

síncrona, ou como porcentagem desta: (Weg, 2008).

;)( nNsrpms −= ;Ns

nNss

−= ;100*(%)

Ns

nNss

−= (Eq.2)

Para um dado escorregamento s(%), a velocidade do motor será, portanto:



)100

(%)1(*

sNsn −= (Eq. 3)

2.4.5. Velocidade nominal

É a velocidade (rpm) do motor funcionando à potência nominal, sob tensão

e freqüência nominais. Conforme foi visto no item 2.2.4, depende do

escorregamento e da velocidade síncrona. (Weg, 2008).

)100

%1(*

sNsn −= (rpm)

2.5. Regulagem da Velocidade de Motores Assíncronos de Indução

A relação entre velocidade, freqüência, número de pólos e escorregamento é

expressa por: (Weg, 2008).

)1(*60***2

2sf

pn −= (Eq. 4)

Onde, n = rpm;

f = freqüência da tensão (Hz);

2p = número de pólos;

s = escorregamento;

Analisando a fórmula, verifica-se que para regular a velocidade de um

motor assíncrono, pode-se atuar nos seguintes parâmetros: 2p = número de pólos;

s = escorregamento; e f = freqüência da tensão (Hz).

• Variação do Número de Pólos: existem três modos de variar o número de

pólos de um motor assíncrono, os quais são: (Weg, 2008), enrolamentos separados

no estator; um enrolamento com comutação de pólos; combinação dos dois

anteriores.

Em todos esses casos, a regulação de velocidade será discreta, sem perdas,

porém, a carcaça será maior do que a de um motor de velocidade única.



• Motores de duas velocidades com enrolamentos separados: esta versão

apresenta a vantagem de se combinar enrolamentos com qualquer número de

pólos, porém, limitada pelo dimensionamento eletromagnético do núcleo

(estator/rotor) e carcaça geralmente bem maior que o de velocidade única.

• Motores de duas velocidades com enrolamento por comutação de pólos: o

sistema mais comum que se apresenta é o denominado ligação Dahlander. Esta

ligação implica numa relação de pólos de 1:2 com conseqüente relação de rotação

de 2:1.

Podem ser ligadas da seguinte forma (figura 9):

Figura 9 – Ligações Dahlander. Fonte: Weg (2008).

Conjugado constante: o conjugado nas duas rotações é constante e a

relação de potência é da ordem de 0,63:1. Este caso se presta as aplicações cuja

curva de torque da carga permanece constante com a rotação.

Potência constante: neste caso, a relação de conjugado é 1:2 e a potência

permanece constante.



Conjugado variável: neste caso, a relação de potência será de

aproximadamente 1:4. É muito aplicado às cargas como bombas e ventiladores.

• Motores com mais de duas velocidades: é possível combinar um

enrolamento Dahlander com um enrolamento simples ou mais. Entretanto, não é

comum, e somente utilizado em aplicações especiais.

• Variação do escorregamento: neste caso, a velocidade do campo girante é

mantida constante, e a velocidade do rotor é alterada de acordo com as condições

exigidas pela carga, que podem ser: variação da resistência rotórica; variação da

tensão do estator; variação de ambas, simultaneamente.

Estas variações são conseguidas através do aumento das perdas rotóricas,

o que limita a utilização desse sistema.

• Variação da resistência rotórica: utilizado em motores de anéis. Baseia-se

na seguinte equação:

TW

IRs

*

2*2*3

0

2

=;

TW

Ps

o

j

*2

= (Eq. 5)

onde: 2jP = Perdas rotóricas (W)

0W = Rotação síncrona em rd/s

T = Torque ou conjugado do rotor

R2 = Resistência rotórica (ohms)

I2 = Corrente rotóricas (A)

A inserção de uma resistência externa no rotor faz com que o motor

aumente o (s), provocando a variação de velocidade.

• Variação da tensão do estator: é um sistema pouco utilizado, uma vez que

também gera perdas rotóricas e a faixa de variação de velocidade é pequena.

2.6. Inversores de Freqüência

O uso de motores elétricos de indução alimentados por inversores de

freqüência para acionamentos de velocidade variável tem crescido

significativamente nos últimos anos em virtude das vantagens inerentes



proporcionadas por esta aplicação, tais como: a facilidade de controle, a economia

de energia e a redução no preço dos inversores, liderada pelo desenvolvimento de

componentes eletrônicos cada vez mais baratos. Tais acionamentos são aplicados

principalmente em bombas, ventiladores, centrífugas e bobinadeiras. (Weg, 2008).

As características construtivas de um motor de indução alimentado por

uma rede senoidal são determinadas em função das características desta rede, das

características da aplicação e das características do meio ambiente. No entanto,

quando alimentado por inversor de freqüência, também as características próprias

do inversor exercem significativa influência sobre o comportamento do motor,

determinando-lhe novas características construtivas ou de operação.

O inversor deverá ter sempre a sua corrente nominal igual ou maior que a

corrente nominal do motor. Deve-se cuidar porque um mesmo inversor poderá ter

várias correntes nominais diferentes em função do tipo de carga e da freqüência de

chaveamento. Normalmente existem dois tipos de carga: torque constante e torque

variável. A carga tipo torque constante é aquela onde o torque permanece constante

ao longo de toda a faixa de variação de velocidade, como por exemplo, correias

transportadoras, extrusoras, bombas de deslocamento positivo, elevação e

translação de cargas. A carga tipo torque variável é aquela onde o torque aumenta

com o aumento da velocidade, como é o caso de bombas e ventiladores centrífugos.

Os inversores especificados para cargas com torque variável não necessitam de uma

grande capacidade de sobrecarga (10% a 15% é suficiente) e por isso a sua corrente

nominal pode ser maior. Este mesmo inversor, se aplicado em uma carga com

torque constante, necessitará de uma capacidade de sobrecarga maior

(normalmente 50%) e, portanto, a sua corrente nominal será menor. (Weg, 2008)

A freqüência de chaveamento também influi na corrente nominal do

inversor. Quanto maior a freqüência de chaveamento do inversor, mais a corrente

se aproxima de uma senóide perfeita e, por isso, o ruído acústico de origem

magnética gerado pelo motor é menor. Por outro lado, as perdas no inversor são

maiores devido ao aumento na freqüência de operação dos transistores (perdas

devido ao chaveamento). Normalmente a corrente nominal é especificada para uma

temperatura máxima de 40ºC e uma altitude máxima de 1000m. Acima destes

valores deverá ser aplicado um fator de redução na corrente nominal. (Weg, 2008).

Para altas freqüências de chaveamento (acima de 9kHz), o inversor atua

como gerador não intencional. Isto significa que equipamentos sensíveis às altas

freqüências (por exemplo, controladores de temperatura a termopar, sensores



diversos etc.) podem sofrer perturbação na sua operação devido ao inversor.(Weg,

2008).

Os inversores de freqüência podem ser divididos em três componentes

principais, conforme a figura 10.

Figura 10 – Estrutura básica de um inversor de freqüência. Fonte: Weg (2008).

• O retificador: І - que é conectado a uma fonte de alimentação externa

alternada monofásica ou trifásica e gera uma tensão contínua pulsante. Existem

basicamente dois tipos de retificadores – controlados e não controlados.

Retificador não controlado: utiliza diodos que são componentes

semicondutores que permitem a passagem da corrente em apenas uma direção: do

anodo para o catodo. Não é possível, como é o caso de outros componentes

semicondutores, controlar a intensidade da corrente. Uma tensão alternada sobre

um diodo é convertida em uma tensão CC pulsante. Se uma fonte trifásica é

utilizada junto com um retificador não controlado, a tensão CC continuará a ser

pulsante. (EJM, 2008).

Retificador controlado: tem basicamente a mesma configuração do

retificador não controlado, tendo os diodos substituídos por tiristores. Com exceção

de que os tiristores são controlados por φ (sinal de controle, que é um atraso de

tempo, expresso em graus) e começam a conduzir a partir do ponto que um diodo

normal inicia até 30º de atraso em relação a passagem da tensão por zero. A

regulação de φ permite a variação do valor da tensão contínua na saída do

retificador. Um retificador controlado fornece uma tensão CC com um valor médio

de 1,35 x tensão de alimentação x cosφ. (EJM, 2008).



Comparado com o retificador não controlado, este causa maiores perdas e

distúrbios na rede de alimentação, porque o retificador drena uma corrente reativa

maior se o tiristor conduzir por um curto período de tempo. Entretanto, a vantagem

dos retificadores controlados é que a energia poder ser devolvida para rede.

• O circuito intermediário: ІІ - pode ser visto como um reservatório do qual o

motor pode drenar energia através do inversor. Ele pode ser construído de acordo

com três princípios diferentes, dependendo do tipo de retificador e inversor: (EJM,

2008).

Inversor fonte de corrente: o circuito intermediário consiste de um grande

indutor e é combinado apenas com um retificador controlado. O indutor transforma

a tensão variável do retificador em uma corrente contínua variável. A carga

determina a amplitude da tensão do motor;

Inversor fonte de tensão: o circuito intermediário consiste em um filtro

capacitivo e pode ser combinado com os dois tipos de retificador. O filtro alisa a

tensão pulsante do retificador. Num retificador controlado, a tensão é constante

numa dada freqüência, e fornecida ao circuito inversor como uma tensão contínua

pura com amplitude variável. Com retificadores não controlados, a tensão na

entrada do inversor é uma tensão CC com amplitude constante.

Tensão variável: possui um chopper inserido na frente do filtro, que tem um

transistor que funciona como uma chave para ligar ou desligar a tensão do

retificador. O circuito de controle regula o chopper através da comparação da

tensão variável depois do filtro com um sinal de entrada. Se existe diferença, a

relação é regulada pelo tempo que o transistor conduz e o tempo que ele é

bloqueado. Isso varia o valor efetivo e o tamanho da tensão contínua. Quando o

transistor do chopper interrompe a corrente, a bobina do filtro faz com que a tensão

através do transistor seja muito grande. Para impedir que isso aconteça, o chopper

é protegido por um diodo de roda-livre. O filtro do circuito intermediário alisa a

tensão quadrada que é fornecida pelo chopper. O filtro capacitivo e indutivo

mantém a tensão constante para uma dada freqüência.

O circuito intermediário também pode fornecer inúmeras funções adicionais

dependendo do seu projeto, como: desacoplamento entre o retificador e o inversor;

redução de harmônicas; e reserva de energia para suportar variações bruscas de

carga.



• O inversor: ІІІ - é a última conexão do inversor de freqüência antes do

motor e o ponto final onde a adaptação da tensão de saída ocorre. Do circuito

intermediário o conversor pode receber tanto: uma corrente contínua variável; uma

tensão contínua variável; ou uma tensão contínua constante. Em todos os casos o

inversor assegura que a saída para o motor se torna variável. Em outras palavras, a

freqüência para o motor é gerada no inversor. Se a corrente ou tensão são variáveis,

o inversor gera apenas a freqüência. Se a tensão é constante o inversor gera a

tensão e a freqüência. Mesmo que os inversores trabalhem de formas diferentes,

sua estrutura básica é sempre a mesma. Os componentes principais são

semicondutores controláveis, colocados em par em três ramos. Atualmente os

tiristores têm sido largamente substituídos pelos transistores que podem ser

chaveados de forma mais rápida. Apesar de depender do tipo de semicondutor

utilizado, a freqüência de chaveamento esta tipicamente entre 300Hz e 20kHz. Os

semicondutores no inversor são ligados e desligados por sinais gerados no circuito

de controle. Os sinais podem ser controlados de diversas formas. (EJM, 2008).

Inversores tradicionais, trabalhando principalmente com circuitos

intermediários de tensão variável, consistem de seis diodos, seis tiristores e seis

capacitores. Os capacitores habilitam os tiristores a chavear, de forma que a

corrente esteja defasada 120º elétricos nas bobinas do motor e devem ser

adaptadas ao tamanho do motor. Um campo girante intermitente com a freqüência

desejada é produzido quando os terminais do motor são excitados com corrente U-

V, VW, W-U, U-V. Mesmo que isso faça a corrente do motor quase quadrada, a

tensão do motor é quase senoidal. Entretanto, sempre existem picos de tensão

quando a corrente é chaveada. Os diodos isolam os capacitores da corrente de

carga do motor.

Em inversores com circuitos intermediários de tensão constante ou variável

existem seis componentes chaveadores e independentemente do tipo de

semicondutor utilizado. A função é basicamente a mesma, o circuito de controle

chaveia os semicondutores utilizando-se das mais diversas técnicas de modulação,

mudando, dessa forma, a freqüência de saída do inversor.

A primeira técnica trabalha com tensão ou corrente variável no circuito

intermediário. Os intervalos em que os semicondutores individualmente conduzem

são colocados numa seqüência que é usada para se obter a freqüência de saída

desejada. Essa seqüência de chaveamento é controlada pela amplitude da tensão

ou corrente do circuito intermediário. Utilizando-se um oscilador controlado por



tensão, a freqüência sempre obedece a amplitude da tensão. Esse tipo de inversor é

chamado de PAM (Pulse Amplitude Modulation ou Modulação por Amplitude de

Pulso). (EJM, 2008).

A outra principal técnica usa um circuito intermediário de tensão

constante. A tensão no motor é conseguida aplicando-se a tensão do circuito

intermediário por períodos mais longos ou mais curtos. A freqüência é mudada

através da variação dos pulsos de tensão ao longo do eixo do tempo, positivamente

para meio período e negativamente para o outro meio. Como a técnica muda a

largura dos pulsos de tensão, ela é chamada de PWM (Pulse Width Modulation ou

Modulação por Largura de Pulso), e é a mais utilizada no controle dos inversores.

Nas técnicas PWM o circuito de controle determina os tempos de chaveamento dos

semicondutores através da intersecção entre uma tensão triangular e uma tensão

senoidal superposta (PWM controlada pelo seno figura 11).

Figura 11 - Sistema de modulação PWM. Fonte: Tsutiya, (2006).

Eletrônica de controle, ou placa de controle é a quarta peça do inversor de

freqüência e tem quatro tarefas essenciais: controlar os semicondutores do inversor

de freqüência; troca de dados entre o inversor de freqüência e os periféricos;

verificar e reportar mensagens de falha; cuidar das funções de proteção do inversor

de freqüência e do motor.



Os microprocessadores têm aumentado sua capacidade de processamento e

velocidade, aumentando significativamente o número de aplicações possíveis aos

inversores de freqüência e reduzindo o número de cálculos necessários a sua

aplicação. Com os microprocessadores o processamento é integrado dentro do

inversor de freqüência e este está apto a determinar o melhor padrão de

chaveamento para cada estado de operação, que transmite e recebe sinais do

retificador, do circuito intermediário e do inversor. As partes que são controladas

em detalhes dependem do projeto individual de cada inversor de freqüência. O que

todos os inversores de freqüência têm em comum é que o circuito de controle usa

sinais para chavear o inversor. Inversores de freqüência são divididos de acordo

com o padrão de chaveamento que controla a tensão de saída para o motor. (EJM,

2008).

Destinados inicialmente a aplicações mais simples, os inversores de

freqüência são atualmente encontrados nos mais diversos usos, desde o

acionamento de bombas até complexos sistemas de automação industrial, grande

parte das aplicações como bombas, ventiladores e máquinas simples, necessitam

apenas de variação de velocidade e partidas suaves, sendo atendidos plenamente

com o uso de inversores com tecnologia Escalar ou V/F.

Entretanto, algumas aplicações como: elevadores, guinchos, bobinadeiras e

máquinas operatrizes necessitam além da variação de velocidade, o controle de

torque, operações em baixíssimas rotações e alta velocidade de resposta, sendo

atendidas por inversores com tecnologia Vetorial de Fluxo

2.6.1. Controle escalar

Baseia-se no conceito original do conversor de freqüência: impõe no motor

uma determinada tensão/freqüência, visando manter essa relação constante, ou

seja, o motor trabalha com fluxo aproximadamente constante. Seu equacionamento

baseia-se no circuito equivalente do motor, ou seja, são equações de regime

permanente. Com inversores escalares é necessária a queda de velocidade para

aumento do torque, ou seja, o torque produzido no motor é proporcional ao

escorregamento. É aplicado quando não há necessidade de respostas rápidas a

comandos de torque e velocidade. O controle é realizado em malha aberta e a

velocidade é função do escorregamento do motor, que varia em função da carga, já

que a freqüência no estator é imposta. (Weg, 2008). Para melhorar o desempenho



do motor nas baixas velocidades, alguns inversores possuem funções especiais

como a compensação de escorregamento (que atenua a variação da velocidade em

função da carga) e o boost de tensão (aumento da relação V/F para compensar o

efeito da queda de tensão na resistência estatórica), de maneira que a capacidade

de torque do motor seja mantida. O controle escalar é o mais utilizado devido à sua

simplicidade.

Para possibilitar a operação do motor com torque constante para diferentes

velocidades, deve-se variar a tensão V proporcionalmente com a variação da

freqüência F mantendo desta forma o fluxo constante. A variação V/F é feita

linearmente até a freqüência base (nominal) do motor. Acima desta, a tensão que já

é a nominal permanece constante e há então apenas a variação da freqüência que é

aplicada ao enrolamento do estator. (Figura 12).

Figura 12 - Curva representativa da tensão V em função da freqüência F. Fonte: Weg (2008).

Com isto determina-se uma área acima da freqüência base (nominal)

chamada região de enfraquecimento de campo, ou seja, uma região onde o fluxo

começa a decrescer e, portanto, o torque também começa a diminuir.

2.6.2. Controle vetorial

O controle vetorial admite a representação das grandezas elétricas

instantâneas por vetores, baseando-se nas equações espaciais dinâmicas da

máquina, com as grandezas referidas ao fluxo enlaçado pelo rotor. Ou seja, o motor



de indução é visto pelo controle vetorial como um motor de corrente contínua,

havendo regulação independente para torque e fluxo.

O controle vetorial possibilita atingir um elevado grau de precisão e rapidez

no controle tanto do torque quanto da velocidade do motor. O nome vetorial advém

do fato que para ser possível este controle, é feita uma decomposição vetorial da

corrente do motor nos vetores que representam o torque e o fluxo no motor, de

forma a possibilitar a regulação independente do torque e do fluxo. O controle

vetorial pode ainda ser dividido em 2 tipos: normal e sensorless. (Weg, 2008).

• O controle vetorial normal necessita ter no motor um sensor de velocidade

(por exemplo, um encoder incremental). Este tipo de controle permite a maior

precisão possível no controle da velocidade e do torque, inclusive com o motor

parado.

• O controle vetorial sensorless não necessita de sensor de velocidade. A

sua precisão é quase tão boa quanto à do controle vetorial normal, com maiores

limitações principalmente em baixíssimas rotações e velocidade zero.

2.7. Controle de Pressão

A pressão de serviço na rede de distribuição de água e o parâmetro

operacional mais importante na vazão dos vazamentos e na freqüência de sua

ocorrência. A elevação da pressão de serviço nas redes de distribuição tem efeito

duplo na quantificação dos volumes perdidos, pois além de aumentar a freqüência

de arrebentamentos, aumenta a vazão dos vazamentos. (M. T. Tsutiya, 2005).

O controle de pressão em sistemas de abastecimento de água possibilita:

reduzir o volume perdido em vazamentos, economizando recursos de água e custos

associados; reduzir a freqüência de arrebentamentos de tubulações e conseqüentes

danos que têm reparos onerosos, minimizando também as interrupções de

fornecimento e os perigos causados ao público usuário de ruas e estradas; prover

um serviço com pressões mais estabilizadas ao consumidor, diminuindo a

ocorrência de danos às instalações internas dos usuários até a caixa d’água

(tubulações, registros e bóias); e reduzir os consumos relacionados com a pressão

da rede, como por exemplo, a rega de jardins.



2.7.1. Principais sistemas de controle de pressão

Existem varias maneiras de se realizar o controle de pressão em um sistema

de distribuição de água. Alguns exemplos serão abordados:

Válvulas Redutoras de Pressão (VRP’s): São válvulas que funcionam

automaticamente em virtude da atuação do próprio líquido em escoamento,

independentemente da atuação de qualquer força exterior. Tem por finalidade

regular a pressão a jusante da própria válvula, mantendo-a dentro dentro de limites

preestabelecidos. (A. J. Macintyre, 1987).

A introdução de controladores eletrônicos associados às VRPs ampliou as

possibilidades de controle da pressão de saída. Assim há três situações

operacionais que são passiveis de utilização: (M. T. Tsutiya, 2005).

• VRP com pressão de saída fixa: é o modelo básico de válvula redutora de

pressão.

• VRP com controlador eletrônico modulado pela vazão: neste caso a

pressão de saída é variável e depende da vazão que passa pela VRP. Esse controle é

obtido a partir de um programa inserido no controlador eletrônico, em associação a

um medidor de vazão. Nos horários de pico de consumo a VRP encontra-se

totalmente aberta, praticamente não oferecendo resistência ao fluxo; na

madrugada, quando cai o consumo e a tendência das pressões no setor e aumentar,

a VRP encontra-se com o seu máximo grau de fechamento, reduzindo a pressão a

um valor estabelecido previamente. (M. T. Tsutiya, 2005).

• VRP com controlador modulado pelo tempo: a pressão de saída também é

variável, porém programada no controlador eletrônico em função de intervalos de

tempo ao longo do dia.

Atuação Sobre o Registro de Descarga: Atuando-se sobre o registro de

descarga pode-se realizar o controle de pressão na rede de distribuição. Ou seja,

com o registro todo aberto terá a máxima pressão no sistema. Atuando sobre o

mesmo pode-se fechá-lo até o ponto de operação da pressão necessária. Este

sistema pode ser operado de forma manual, ou através de um sistema de controle e

uma válvula de abertura proporcional, porém há um grande desperdício de energia,

visto que a bomba funcionará com uma pressão interna muito maior que a pressão

necessária. (A. J. Macintyre, 1987).



Sistema ON-OFF com Pressostato: Este sistema atua somente sobre o

comando de acionamento da bomba, desligando a mesma quando atingida a

pressão estabelecida e religando quando atingida a mínima pressão estabelecida,

este sistema necessita de um reservatório para suprir o abastecimento durante o

período em que o sistema estiver desligado. (A. J. Macintyre, 1987).

Booster: a utilização de boosters na rede de distribuição de água mostra-se

uma solução interessante para o controle de pressão nos setores de abastecimento.

Atualmente contam com variadores de velocidade que mantém estável a pressão de

saída, para qualquer vazão a jusante e pressão a montante. A regulagem da pressão

de saída é fator importante na operação desses equipamentos, pois excessos de

pressão acarretarão maiores perdas reais. (M. T. Tsutiya, 2005).

A figura 13 mostra a relação entre consumo de energia elétrica e os

sistemas de controle de vazão, como pode-se observar, o método mais eficiente para

vazão variável é a utilização de inversor de freqüência.

Figura 13 - Consumo de energia em função dos métodos de controle de vazão.

Fonte: Tsutiya, (2006).



2.8. Controladores Automáticos

Um controlador automático compara o valor real de saída da planta com a

entrada de referência (valor desejado), determina o desvio e produz um sinal de

controle que vai reduzir o valor a zero ou a um valor pequeno, figura 14. A maneira

pelo qual o controlador automático produz o sinal de controle é chamada de ação de

controle. (K. Ogata, 2005).

Figura 14 – Controle em malha fechada. Fonte: Silva, (2000).

O controlador detecta o sinal de erro atuante, o qual é normalmente de

muito baixa potência, e o amplifica a um nível suficientemente alto. A saída de um

controlador automático alimenta um atuador, como um motor elétrico, um motor

hidráulico, um motor pneumático ou uma válvula.

O sensor ou elemento de medição é um dispositivo que converte a variável

de saída em outra variável conveniente, como deslocamento, pressão ou tensão, que

pode ser utilizada para comparar a saída ao sinal de entrada de referência. Esse

elemento está no ramo de realimentação do sistema de malha fechada. O ponto de

ajuste do controlador deve ser convertido em um sinal de referência com as mesmas

unidades do sinal de realimentação que vem do sensor ou elemento de medição. (K.

Ogata, 2005).

Classificação dos controladores industriais: os controladores industriais

podem ser classificados de acordo com as suas ações de controle: (K. Ogata, 2005).

• Controladores de duas posições ou on-off.

• Controladores proporcionais.

• Controladores integrais.

• Controladores proporcional-integrais.



• Controladores proporcional-derivativos.

• Controladores proporcional-integral-derivativos.

A escolha do tipo de controlador a ser utilizado deve ser decidida com base

na natureza da planta e nas condições de operação, incluindo certas considerações,

como segurança, disponibilidade, confiabilidade, precisão, peso e tamanho.

2.8.1. Ação de controle de duas posições ou on-off

Em um sistema de controle de duas posições, o elemento atuante tem

somente duas posições fixas, que são, em muitos casos, simplesmente on e off, é

relativamente simples e barato e, por essa razão, é bastante utilizado em sistemas

de controle domésticos e industriais. (K. Ogata, 2005).

Neste tipo de ação o controlador é modelado por um relé conforme mostra a

figura 15.

Figura 15 – Sistema on-off. Fonte: Silva, (2000).

2.8.2. Ação de controle proporcional

A ação proporcional é representada pelo termo Kp que implementa a ação

básica de realimentação (negativa) proporcional ao erro, figura 16. Desta forma, só é

ativa enquanto o erro for diferente de zero. A relação entre a saída do controlador

u(t) e o sinal de erro atuante e(t) é: (K. Ogata, 2005).

)()( teKptu ∗= (Eq. 6)

ou, transformando por Laplace,

)(

)(

sE

sUKp = (Eq. 7)



( Figura 16 - Diagrama em blocos e gráfico da ação proporcional.

Fonte: Hey, (1997).

A figura 17 mostra a resposta de um sistema considerando-se a aplicação

de uma ação proporcional. Note que, para grande parte dos sistemas, quanto maior

o ganho Kp menor o erro em regime permanente, isto é, melhor a precisão do

sistema em malha fechada. Este erro pode ser diminuído com o aumento do ganho,

entretanto nunca conseguiremos anular completamente o erro. Por outro lado,

quanto maior o ganho, mais oscilatório tende a ficar o comportamento transitório

do sistema em malha fechada. Na maioria dos processos físicos, o aumento

excessivo do ganho proporcional pode levar o sistema à instabilidade. (J. M. G.

Silva, 2000)

Figura 17 – Resposta da ação proporcional para: Kp=1 (____); Kp=2 (-----); Kp=4 (......). Fonte: Silva, (2000).



2.8.3. Ação de controle integral

Para o caso em que se quer rastrear um sinal tipo degrau, a função

principal da ação integral é assegurar que o erro estacionário seja sempre zero.

Com este termo, um valor de e(t) diferente de zero, mesmo sendo muito pequeno,

sempre levará a uma mudança na variável de controle u(t) que se manterá

constante se o erro for nulo, figura 18. Assim, se o sistema for estável, o erro em

regime a um comando em degrau será necessariamente zero.

Em um controlador com ação de controle integral, o valor da saída u(t) do

controlador è modificado a uma taxa de variação proporcional ao sinal de erro

atuante e(t). Ou seja: (K. Ogata, 2005).

)()(

teKdt

tdui= (Eq. 8)

ou;

∫=t

i dtteKtu0

)()( (Eq. 9)

onde iK é uma constante ajustável. A função de transferência de um controlador

integral é:

s

K

sE

sU i=)(

)( (Eq. 10)

Figura 18 - Diagrama em blocos e gráfico da atuação da ação integral. Fonte: Hey, (1997).

2.8.4. Ação de controle proporcional-integral

Essa ação é definida por: (K. Ogata, 2005).



∫+=t

i

p

p dtteT

KteKtu

0

)()()( (Eq. 11)

ou, então, a função de transferência do controlador é:

+=

sTK

sE

sU

i

p

11

)(

)(

(Eq. 12)

onde Ti é chamado de tempo integrativo.

A figura 19 mostra o diagrama em blocos e o gráfico da ação de controle

proporcional-integral.

Figura 19 - Diagrama em blocos e gráfico da atuação da ação proporcional-integral. Fonte: Hey, (1997).

2.8.5. Ação de controle proporcional-derivativa

O propósito usual da ação derivativa é melhorar a estabilidade transitória

do sistema em malha fechada, agindo como um termo de amortecimento.

A ação derivativa quando combinada com a ação proporcional tem

justamente a função de antecipar a ação de controle a fim de que o processo reaja

mais rápido. Neste caso, o sinal de controle a ser aplicado é proporcional a uma

predição da saída do processo. (figura 20)

A ação de é definida por: (K. Ogata, 2005).

dt

tdeTKteKtu dpp

)()()( += (Eq. 13)

onde Td é chamado de tempo derivativo.



Figura 20 - Diagrama em blocos e gráfico da atuação da ação proporcional-derivativa. Fonte: Hey, (1997).

2.8.6. Ação de controle proporcional-integral-

derivativa

A combinação das ações de controle proporcional, de controle integral e de

controle derivativa é denominada ação de controle proporcional-integral-derivativa.

Essa ação combinada tem as vantagens individuais de cada uma das três ações de

controle, conforme pode ser visto na figura 21. A equação de um controlador com

essas equações combinadas é dada por: (K. Ogata, 2005).

∫ ++=t

dp

i

p

pdt

tdeTKdtte

T

KteKtu

0

)()()()( (Eq. 14)

e a função de transferência é:

++= sT

sTK

sE

sUd

i

p

11

)(

)( (Eq. 15)

Onde pK é o ganho proporcional, iT é o tempo integrativo e dT é o tempo derivativo.

Figura 21 - Diagrama em blocos e gráfico da atuação da ação proporcional-integral-derivativo. Fonte: Hey, (1997).



2.6. Controle Digital

O controle digital caracteriza-se pelo uso de um computador,

microcontrolador, ou microprocessador, que gera a lei de controle e exerce a função

de controlador, conforme pode ser visto na figura 22. Controladores digitais são

flexíveis e as funções de controle podem ser facilmente modificadas. Leis de controle

mais complexas também podem ser implementadas sem dificuldade.

Figura 22 - Diagrama em blocos do controlador digital. Fonte: Nise, (2002).

Em um controle digital o sinal de saída é amostrado e convertido em uma

seqüência de pulsos expressos em um código numérico (código binário, por

exemplo). A função de transferência do controlador é convertida em uma equação

diferença implementada como um programa no computador. A saída do

computador por sua vez que é expressa também no mesmo código binário, é

convertida para um sinal contínuo. Esta saída é o sinal de atuação.

A implementação do controlador PID pode ser implementada com

aproximações numéricas das derivadas e da integral que aparecem na lei de

controle. Desta forma, é possível descrever cada uma das ações por uma equação

de recorrência. As equações de recorrência descrevem as operações matemáticas a

serem programadas no microcontrolador ou no microcomputador onde será

implementado o PID digital. (J. M. G. Silva, 2000).

Sistemas de controle digital são utilizados quando um elevado grau de

precisão é requerido. As vantagens com relação ao controle analógico são: (N. Nise,

2002).

• Redução de custos.

• Flexibilidade para realizar mudanças no projeto.

• Imunidade a ruídos.



Por outro lado algumas desvantagens também se apresentam:

• Erros são introduzidos pelos processos de amostragem e quantização, e

podem degradar o desempenho do sistema.

• O projeto pode se tornar mais complexo para compensar esta degradação.



3. MATERIAIS E MÉTODOS

Para implementação do protótipo de sistema de controle de pressão digital

foram utilizados materiais capazes de representar um sistema de bombeamento de

água real, porém em dimensões reduzidas. O objetivo deste protótipo é possibilitar o

desenvolvimento de um sistema de controle de bombeamento tipo booster real,

capaz, de suprir as necessidades de monitoração e controle de forma simplificada e

eficiente, tornando o sistema competitivo quanto ao custo de implantação e

manutenção.

A figura 23 mostra o diagrama em blocos do protótipo proposto, foram

utilizados dois reservatórios de água, para possibilitar a simulação de baixa vazão

de entrada. O controle de vazão e realizado atuando-se sobre as válvulas.

Figura 23 - Diagrama em blocos do protótipo proposto

Reser-vatório (água)

Sensor de Nível

Bomba Motor

Reservatório 2

Inversor de Freqüência

Microcontrolador

Sensor de Pressão

Válvulas p/ ajuste de vazão



Os equipamentos utilizados foram: uma moto bomba acoplada a um motor

de indução trifásico; um inversor de freqüência projetado para acionamento e

controle de velocidade do motor; um microcontrolador e periféricos para controle do

módulo de potência; e sensores de pressão. A seguir será apresentada a descrição

dos equipamentos e componentes utilizados no protótipo.

3.1. O Conjunto Motor-Bomba

Alguns dados devem ser observados para o desenvolvimento deste projeto,

buscando a eficiência do mesmo. Dados de placa da bomba: vazão máxima: 2,99

3m /h para 2 mca de pressão; pressão máxima sem vazão: 30 mca. Dados do motor:

motor de indução trifásico 0,5 cv; tensão de trabalho: 220/380 volts; corrente

nominal: 1,7/0,98 A; corrente de partida: 8,0 x corrente nominal; fator de serviço:

1,60; cos φ: 0,75; rotação: 3460 rpm (2 pólos).

3.2. O Inversor de Freqüência

A partir dos dados obtidos do motor foi possível projetar o inversor de

freqüência para controle do mesmo. A figura 24 mostra o circuito simplificado de

um inversor de freqüência.



Figura 24 – Circuito simplificado de um inversor de freqüência.

Com os dados obtidos do motor será calculada a potência total do inversor

de freqüência, possibilitando desta forma o dimensionamento dos componentes do

mesmo. A potência ativa no circuito trifásico é dada pela expressão: (A. J.

Macintyre, 1987).

nfIVP w *cos*3**)( = (Eq. 16)

Onde: )(wP = Potência em Watts;

V = Tensão (220 V);

I = Corrente do motor (1,70 A);

cos f = Fator de potência do motor (0,75);

η = Rendimento do motor (0,8);

)(wP = 388 Watts.

Com a potência total do circuito pode-se determinar a corrente de entrada

monofásica para o circuito retificador a partir da equação 16. Para o circuito

monofásico calcula-se a corrente media pela seguinte expressão: (A. J. Macintyre,

1987).

nfV

PI

w

*cos*)(

= (Eq. 17)



I = 2,95 A

Considerando-se apenas a corrente media pode-se, determinar o circuito

retificador, porém deve-se levar em conta outros fatores, como por exemplo:

corrente de partida do motor e corrente de carga dos capacitores.

3.2.1. O Módulo de Potência FFSAM15SH60A

Para acionamento do motor foi escolhido o módulo de potência

FSAM15SH60A fabricado por Fairchild Semiconductor. Alguns aspectos foram

determinantes para a escolha do módulo, entre os quais destacam-se os seguintes:

• Capacidade para acionamento de motores de até 0,8 kW, visto que a

bomba pode requerer potência superior a 0,5 cv conforme curva de potência

requerida no eixo (figura 25).

Figura 25 – Potência eixo. Fonte: Schneider Motobombas, (2008).

• O fabricante possui módulos para potências maiores, até 75 A (Tabela 1),

baseados na mesma estrutura de fabricação possibilitando a implementação de um

sistema real baseado neste protótipo.



Tabela 1 – Módulos 10 a 75A Fonte: Fairchild, (2008).

• Sistemas de proteção integrados ao módulo, tais como: proteção térmica,

proteção contra baixa tensão, proteção contra curto-circuito, ativação em nível

lógico baixo e pino de sinalização de falha, conforme figura 26.



Figura 26 – Diagrama de aplicação do módulo FFSAM15SH60A. Fonte: Fairchild, (2008).

• Tensão CC de até 600 volts, 15 A, trifásico, freqüência de operação de 15

kHz e acionamento dos transistores através de microcontrolador, não necessitando

de drives de acionamento.

Para cálculo do circuito de proteção térmica do módulo de potência utiliza-

se a curva de variação da resistência em função da temperatura, conforme pode ser

visto na figura 27.



Figura 27 – Variação da resistência em função da temperatura. Fonte: Fairchild, (2008).

Para proteção térmica do módulo de potência foi utilizado um resistor de 22

kΩ em série com o termistor, que para 100ºC apresenta uma resistência

aproximada de 4 kΩ. Calculando-se através do divisor de tensão (Eq.18), pode-se

determinar o valor de tensão na entrada do AD de monitoração da temperatura.

1*21

RRR

VVad

+= (Eq. 18)

Onde, Vad = Tensão de saída para o AD;

V = Tensão de alimentação (5 volts);

R1 = 22 kΩ;

R2 = Termistor.

Portanto, para temperatura de 100ºC obtêm-se uma tensão de 4,23 volts na

entrada do AD, considerando o AD de 10 bits utilizado obtêm-se: 5 V/1024 = 4,88

mV por bit, portanto para 4,23 V obtêm-se: 4,23 V / 4,88 mV = 866 bits. Então,

utilizando-se a configuração do AD como inteiro, deve-se projetar a proteção

térmica para atuação para valores superiores a 865, pois a contagem em bit inicia

em zero, para proteção acima de 100ºC. Para proteção para 90ºC obtêm-se

aproximadamente o valor de 834 bits.



Conforme o manual do fabricante, este módulo possui proteção contra

curto-circuito, porém, para ativação da mesma é necessário a determinação do

valor do resistor interligado ao pino 10 (Rsc) e ao ponto de referência zero volt da

placa. Outro fator a considerar, é o valor dos resistores shunt conectados aos pinos

Rw, Ru e Rv, entrada negativa do barramento de corrente contínua retificada e

filtrada. O fabricante recomenda a utilização do gráfico da figura 28 para

determinação da proteção contra curto-circuito nos transistores. A curva (1)

representa a curva de proteção para uma corrente máxima de 15 A e a curva (2)

representa a curva de proteção para uma corrente máxima de 22,5 A.

Figura 28 – Proteção contra cuto-circuito. Fonte: Fairchild, (2008).

No caso deste projeto, não foi utilizado resistor shunt, portanto deve-se

considerar o valor de 0,00 do gráfico e foi adotado corrente máxima de 15A (curva

1). Portanto a curva indica um valor para Rsc de aproximadamente 94 Ω, porém foi

utilizado um resistor de 100 Ω para proteção contra curto-circuito, pois é o valor

comercial mais próximo encontrado.

Para proteção contra baixa tensão de alimentação do módulo de potência foi

utilizado um divisor resistivo, um resistor de 1 MΩ e outro de 10 kΩ interligados em

série, conforme pode ser visto na figura 29. Utilizando a equação Eq. 18 pode-se

determinar a tensão na entrada analógica do microcontrolador para atuação em

caso de baixa tensão.



Figura 29 - Proteção contra baixa tensão.

Considerando a mínima tensão de operação como 285 V, e utilizando a

equação Eq. 18 encontra-se 2,82 V na entrada analógica, portanto o

microcontrolador desliga o circuito para valores menores que 2,82 V.

3.2.2. Circuito de Alimentação do Módulo

O módulo de potência necessita de uma fonte de tensão externa de 15 volts

para acionamento do mesmo. Para implementação da fonte foram utilizados: um

transformador de 220 volts para 24 volts, capacidade de corrente de 400 mA, um

circuito retificador a diodos de onda completa, um capacitor de 220uF, um

regulador 7815 e um regulador 7805 para alimentação do microcontrolador.

Os demais componentes necessários para funcionamento do módulo foram

instalados conforme recomenda a nota de aplicação AN-9031 do fabricante do

módulo.

3.2.3. O Circuito Intermediário

O circuito intermediário do inversor de freqüência é responsável pela

filtragem da tensão CC retificada pela ponte de diodos. Para dimensionamento do

banco de capacitores deve-se observar a potência acionada, como calculado

anteriormente 388 watts.

Obtém-se o valor da tensão retificada a partir da seguinte equação:

rmsret VV *2= (Eq. 19)

Onde, rmsV = 220;



retV = 311 Vdc

A tensão fornecida pelo retificador será 311 volts, pulsada com freqüência

de 120 Hz. Considerando que o motor pode operar com tensão até 10% menor que a

tensão nominal, pode-se projetar um filtro capaz de manter a tensão retificada entre

311 e 285 Vdc.

Para o cálculo do banco de capacitores foi utilizada a equação Eq.20: (A. J.

G. Padilla, 1993).

FVr

IC

**220= (Eq. 20)

onde, C = capacitância,

Vr = valor eficaz da ondulação (∆V/2)

F = freqüência

Considerando: Io = 2,95 A, F = 120 e Vr = ((311-285)/2), da equação Eq.17

obtêm-se:

C = 668 uF.

Para implementação do filtro foram utilizados 2 capacitores de 330uF

ligados em paralelo totalizando 660uF e 450 Volts de isolação.

3.2.4. O Retificador

O retificador utilizado para o inversor de freqüência foi do tipo não

controlado a diodo, visto que é mais eficiente que o retificador controlado a tiristor

causando menores interferências na rede de alimentação. Foi utilizado o módulo

retificador em ponte de diodos CM25010, capacidade de corrente de 25 A e tensão

de isolamento de 1000 V, em função da praticidade de instalação e baixo custo.

3.2.5. O Circuito de Potência e Fonte de Alimentação

A figura 30 mostra o circuito de potência do inversor após a montagem,

onde pode-se verificar os principais componentes: o retificador, os capacitores de

filtro, o módulo de potência, o transformador para fontes de 15 e 5 volts e os

reguladores de tensão.



Figura 30 – Módulo de Potência.

Após foi instalado dissipadores de calor nos reguladores de tensão e no

módulo de potência para proteção contra super aquecimento.

3.3. O Microcontrolador DSPIC30F2010

Alguns fatores foram decisivos para escolha do microcontrolador, entre os

quais destacam-se:

Arquitetura de 16 bits; ADs incorporados ao microcontrolador; ferramentas

de desenvolvimento disponibilizadas pelo fabricante; gravação in circuit; exemplos

de aplicação disponíveis na internet; encapsulamento tipo DIP;

O microcontrolador DSPIC30F2010 fabricado pela Microchip apresenta uma

arquitetura de 16 bits de alto desempenho com seis saídas PWM indicado para

Retificador Módulo de Potência

Conector dspic30f2010

Regulador 5 V

Regulador 15 V

Transformador 24 Vac Saída p/ Motor

Entrada AC

Capacitores



controle de motores. Conforme dados do datasheet do fabricante pode-se citar as

seguintes caracteristicas:

• 83 instruções;

• Velocidade de processamento: 30MIPS, oscilador externo 4 a 10 Mhz com

PLL de 4x, 8x ou 16x;

•Processamento em inteiro ou ponto fixo fracionário 1.15, ambos

sinalizados ou não sinalizados;

• Alimentação 2,5 a 5,0V;

• 6 canais A/D de 10 bits.

• O resultado da conversão pode ser escolhido entre inteiro sinalizado ou

não e ponto fixo 1.15 sinalizado ou não;

• A/D pode ser atualizado em sincronismo com o PWM;

• Memória RAM 512 bytes;

• Memória EEPROM 1k_byte;

• Memória de programa Flash de 12k_bytes.

• Barramento de programa de 24 bits e barramento de dados de 16 bits;

• Multiplicação 17 x 17 bits;

• 2 acumuladores 40 bits;

• 2 registradores status (DSP status e MCU status);

• WDT de 2ms a 16s com 1% de precisão;

• Cada interrupção tem o seu vetor de interrupção, não sendo necessário

checar os bits. Interrupções de Trap (falhas no oscilador, execução de programa em

região inválida para ICD, tentativa de escrita em área protegida, divisão por zero e

outros);

• A gravação do componente é feita em blocos de 16 bytes e demora 2ms. O

tempo total de gravação fica em torno de 5 a 15 segundos;

• 3 Timers de 16 bits, mas podem ser cascateados para gerar timer de 32

bits;

• Corrente dos pinos I/O de 25ma;



• 6 PWM’s simples ou complementares, com dead-band. Pode ser

selecionado PWM tipo edge (todos os pwm’s sobem ao mesmo tempo), single event

(usado para correção de fator de potência) ou center (nenhum pwm sobe ao mesmo

tempo, ideal para chaveamento de pontes);

• Pino de shut-down do pwm por hardware para eliminar falha de

chaveamento;

• Ferramentas de desenvolvimento Mplab e Compilador C30 da Microchip.

• Modo de programação in-Circuit Debug (ICD);

Para utilização do DSPIC30F2010 foi montado um kit de desenvolvimento

com os periféricos necessários para o perfeito funcionamento e conectores para

programação do mesmo no circuito (ICSP). Conforme figura 31, pode-se identificar:

o conector para ligação dos sensores de pressão, o conector para conexão com o

módulo de potência, botões de reset e desliga (emergência), leds de sinalização,

potenciômetro e o microcontrolador dspic30f2010.

Figura 31 – Kit de desenvolvimento.

A figura 32 apresenta o circuito de reset do microcontrolador recomendado

pelo fabricante, visto que durante a realimentação do chip este, necessita um

pequeno retardo no pino MCLR para inicio do funcionamento. Para reset manual foi

adicionado um botão tipo push buttom.

Conector p/ Sensores de Pressão

Cabo p/ Gravação

Botão Reset

Botão Desliga

dspic30f2010 Conector Placa de Potência

Potenciômetro (Referência)



Figura 32 – Circuito de reset.

Para utilização da máxima freqüência de operação do microcontrolador foi

utilizado um oscilador a cristal, com freqüência de oscilação de 7372820 Hz.

Configurando-se a freqüência de operação do microcontrolador para XT_PLL16,

consegue-se uma operação a 29,49128 MIPS (Milhões de Instruções Por Segundo),

bem próximo do valor máximo de operação do dspic30f2010, que é 30 MIPS.

A gravação dos microcontroladores da família dspic30fxxxx é ICSP (In

Circuit Serial Programming), ou seja, o componente pode ser gravado no circuito,

sem necessidade de remoção do mesmo. Para gravação utilizam-se apenas três

pinos do microcontrolador e a alimentação de 5 volts do mesmo. Os pinos utilizados

são: PGD (Programming Data), pino de entrada ou saída dos dados, PGC

(Programming Clock), pino de clock da gravação e MCLR (Master Clear), pino de

alimentação, este pino deve ser alimentado por uma tensão de 13,5 volts para que

seja feita a gravação do microcontrolador.

3.4. Sensores de Pressão

Conforme dados do datasheet do fabricante os sensores de pressão série

MPX, da Freescale são fabricados com silício monolítico e possuem um transdutor

piezoresistivo. São projetados para uma extensa gama de aplicações, especialmente

para aplicações com sistemas microprocessados ou microcontrolados, e são uma

excelente alternativa para quem busca sensores de baixo custo e confiabilidade.



3.4.1. MPX4250DP

Principais características do sensor de pressão MPX4250DP:

•Tensão de saída proporcional a pressão aplicada;

•Alto nível analógico: tensão de saída de 0.2V a 4.9V;

•Escala de medição de pressão: 0 a 250 kPa;

•Compensação de temperatura de -40°C a 125°C;

•Máximo percentual de erro = 1,4% de 0 a 85°C;

•Função de transferência para correção da escala de medição:

))04,0*00369,0(*( += PVSVout (Eq. 21)

Onde, Vout = Tensão de saída do sensor; VS = Tensão de alimentação do sensor (5 volts); P = pressão medida (kPa). Reescrevendo a função de transferência, para calcular a pressão em função da tensão de saída do sensor obtém-se:

VS

VSVoutP

*00369,0

)*04,0( −= (Eq. 22)

O sensor MPX4250DP foi utilizado para medição da pressão de saída de

água do sistema de bombeamento.

3.4.2. MPX5010DP

Principais características do sensor de pressão MPX5010DP:

•Tensão de saída proporcional a pressão aplicada;

•Alto nível analógico: tensão de saída de 0,2 a 4,7V;

•Escala de medição de pressão de 0 a 10 kPa;

•Máximo percentual de erro = 5% de 0 a 85°C;

•Compensação de temperatura de -40 a 125°C;

•Função de transferência para correção da escala de medição:

))04,0*09,0(* += PVSVout (Eq. 23)



Reescrevendo a função de transferência para deixar a pressão em evidência,

obtém-se:

VS

VSVoutP

*09,0

*04,0−= (Eq. 24)

O sensor MPX5010DP foi utilizado para medição do nível de entrada de

água do sistema de bombeamento. A figura 33 mostra o circuito de ligação dos

sensores da série MPX.

Figura 33 – Circuito de alimentação MPX 4250DP e MPX5010DP. Fonte: Freescale.

3.5. Ambiente de Desenvolvimento

Para desenvolvimento do programa do microcontrolador dspic30f2010

foram utilizadas as ferramentas de desenvolvimento da Microchip. O Mplab 7.50 foi

utilizado como ambiente de desenvolvimento, o qual está disponível para download

no site www.microchip.com e o compilador C30 cortesia da Farnell Newark

distribuidora de componentes eletrônicos. Para gravação do dspic30f2010 foi

utilizado o gravador cerne usb, fabricado pela empresa Cerne Tecnologia que utiliza

o ambiente ICD2 do Mplab para gravação do dspic.

3.5.1. O Mplab

O software de desenvolvimento Mplab da Microchip é uma excelente

ferramenta para desenvolvimento de projetos com os microcontroladores pic e



dspic, oferecendo suporte free para os desenvolvedores em linguagem assembler.

Também oferece a possibilidade de desenvolvimento de programas em linguagem C,

disponibilizando os compiladores C18 e C30 para download no site, na versão teste

com funcionalidade disponível por 30 dias, ou ainda adquirindo a licença para uso

dos mesmos.

Também existe a possibilidade de utilização do Mplab para depurar o

programa compilado, através do Mplab Sim, que possibilita a visualização da

seqüência de execução do programa, passo a passo, possibilitando a correção

durante o desenvolvimento do programa.

A figura 34 apresenta a tela inicial do Mplab 7.50:

Figura 34 – Tela inicial do Mplab.

3.5.2. O Kit Gravador Cerne USB

O gravador cerne usb possibilita a gravação de microcontroladores das

famílias PIC12, PIC16 e PIC18, com 8, 18, 28 e 40 pinos diretamente no soquete de

gravação do mesmo, não necessitando de fonte de alimentação externa.

Para os dispositivos da serie PIC24, dspic30fxxxx e dspic33fxxxx o gravador

possui um conector ICSP (in-circuit Serial programming) para conexão a placa de

desenvolvimento e gravação sem a necessidade de remoção do microcontrolador.



A figura 35 apresenta o gravador cerne usb e a identificação dos seus

conectores ICSP e USB.

Figura 35 – Gravador cerne usb

Para utilização do mesmo deve-se primeiramente instalar o Mplab, e após,

conectar o cabo usb para instalação dos drives e configuração para funcionamento

como programador ICD 2.

A figura 36 apresenta a barra de ferramentas do programador ICD 2

conectado ao dspic, no ambiente de desenvolvimento do Mplab. Conforme pode ser

verificado, o gravador está pronto para realizar a gravação do microcontrolador,

necessitando apenas que seja criado o projeto e os arquivos necessários para

gravação do microcontrolador.

Conector USB

Conector ICSP



Figura 36 – Barra de ferramentas do ICD 2

3.6. Descrição do Hardware

O hardware desenvolvido tem a finalidade de controlar a velocidade do

motor de indução, o qual aciona a bomba e através da variação da velocidade da

mesma ocorre a variação de pressão do sistema, porém para que seja possível o

controle do sistema é necessário a monitoração das variáveis do mesmo.

A monitoração do sistema foi realizada utilizando-se os canais analógicos

disponíveis no dspic30f2010. A monitoração da temperatura do módulo de potência

foi realizada utilizando-se a entrada analógica AN0. Para monitoração do nível

mínimo foi utilizada a entrada analógica AN2, a monitoração da pressão foi

realizada utilizando-se a entrada analógica AN3, para referência do valor da pressão

de trabalho foi utilizado um potenciômetro de 20 kΩ conectado a entrada analógica

AN4 e para monitoração da tensão do módulo de potência foi utilizada a entrada

analógica AN5.

Para controle de pressão do sistema foi utilizado um potenciômetro, o qual

tem a função de ligar e desligar o sistema, além de estabelecer o valor de pressão

desejado. Para desligar o sistema em caso de emergência foi instalado o botão 1, o



qual quando acionado desabilita o sistema, só religando depois de pressionado o

botão de reset.

O sensor de pressão MPX5010DP tem a finalidade de medir o nível de

entrada de água no sistema. Através da equação Eq. 24 pode-se determinar a

pressão medida, através da medição da tensão de saída do sensor.

O sensor de pressão MPX4250DP mede a pressão de bombeamento do

sistema. Através da equação Eq. 22 pode-se determinar a pressão de recalque do

sistema, medindo-se a tensão de saída do sensor.

O protótipo não possui interface com equipamentos externos para

sinalização dos eventos ocorridos. Para tal foram utilizados três leds de sinalização:

led verde sinaliza sistema operando, led amarelo sinaliza nível baixo e led vermelho

sinaliza falhas e sistema desligado.

A figura 37 mostra o circuito eletrônico montado, necessitando apenas a

alimentação monofásica de 220 volts e a conexão ao motor.

Figura 37 - Sistema de controle e potência conectados.

Placa de Potência

Placa de Controle

Leds de Sinalização



A proteção de falha do módulo de potência foi ativada utilizando-se a

entrada de falha de PWM no dspic, a qual desativa todas as saídas PWM, nível

lógico 1, ao receber um nível de tensão baixo em sua entrada.

3.7. Desenvolvimento do Software e Fluxogramas

O desenvolvimento do programa foi realizado utilizando-se as ferramentas

de desenvolvimento da Microchip, MPLAB IDE v7.50 e a linguagem de programação

utilizada foi a linguagem C conjuntamente com o compilador C30.

A monitoração das variáveis envolvidas no sistema de controle do inversor

de freqüência deve ser contínua, portanto foi habilitada a interrupção de leitura dos

canais analógicos, (ADCInterrupt). A leitura dos canais analógicos é armazenada

nos registradores, o canal AN0 utiliza o registrador ADCBUF0, o canal AN2 utiliza o

registrador ADCBUF1, o canal AN3 utiliza o registrador ADCBUF2, o canal AN4

utiliza o registrador ADCBUF3 e o canal AN5 utiliza o registrador ADCBUF4.

O fluxograma abaixo descreve a rotina de inicialização do microcontrolador

e a leitura e monitoração das variáveis.

Configura Ports

Início

Configura ADs e Habilita Inter.

Tensão e Temp. ok?

Nível ok? Pres. < Ref.

S

Sinaliza, Inicializa variáveis e Habilita inter. PWM

Liga

S

Liga Led1

Sinalizar Nível? Sinaliza

Led2

Desliga Led1

N Sinaliza Led1



Todas as leituras dos canais analógicos foram programadas para número

inteiro sem sinal, pois, não há interface externa para leitura dos parâmetros, não

necessitando outras conversões.

Após a inicialização do microcontrolador e das variáveis envolvidas, quando

satisfeitas todas as condições, o microcontrolador habilita as saídas PWM para

acionamento do motor, para a atualização das variáveis envolvidas durante o

funcionamento do motor foi habilitada a interrupção de PWM, conforme pode ser

verificado no fluxograma a seguir.

A cada interrupção de PWM o software atualiza os tempos do sinal PWM,

neste caso, a uma freqüência de 15 kHz. O contador de evento lento está habilitado

para atuação a cada 50 ms, ou seja, 750 contagens a 15 kHz e o contador de evento

rápido está habilitado para atuação a cada 5 ms, ou seja, 75 contagens.

O fluxograma a seguir descreve a rotina liga e a monitoração das variáveis.

Int. PWM

Contador Evento Len--

Cont. Evento Len == 0?

Flags E. Len=1 Carrega Contador

Contador Evento Rap--

Cont. Evento Rápido==0?

Flags PWM Event = 1 Int. PWM = 0

Retorna

S S

Flags Evento Rapido=1 Carrega Cont.



Liga

PWM event=1?

ACIONA=1??

SVM

PWM event = 0

Evento Rap. = 1?

Nível ok? Pres<Ref

Acelera = 1

Tensão Temp. ok?

Atualiza amplitude

PWM Fault=1?

Acelera = 0

Desliga

Sinaliza

Evento Rápido = 0

S

S

S

S

S

S

Evento Len. = 1?

Acelera=1?

Velocidade--

Velocidade++

Nível < Nível Min.

Desliga = 1

Desliga = 1?

Velocidade--

Vel. < 64?

S

S

S

S

S

Botao1=0?

Evento Lento = 0

PWM Fault = 1

S



A proteção contra falha de operação dos transistores foi realizada

utilizando-se a entrada digital PWMFault, e habilitando-a através do registrador

FLTACON, o qual foi programado para proteção das três saídas de PWM.

Porém, no caso de falha do circuito de PWM o microcontrolador desativa as

saídas PWM e apenas fica sinalizando a falha, para habilitar novamente as saídas

PWM foi utilizado o pino MCLR, o qual colocado em nível baixo reinicializa o

microcontrolador. Para habilitação desta função foi necessário a programação do

registrador FBORPOR.

O período do sinal PWM e programado através do registrador PTPER, o qual

é determinado através da equação eq. 25.

12*)Pr(*−=

escalerPTMRFPWM

FCYPTPER (Eq. 25)

Onde, FCY = Freqüência de operação do microcontrolador (29,4912 MHz);

FPWM = Freqüência de chaveamento do PWM (15 kHz);

PTMRPrescaler = 1.

Portando, o registrador PTPER deve ser carregado com o valor igual a 982.

A freqüência de chaveamento do PWM utilizada foi de 15 kHz, visto que

torna a forma de onda da corrente mais próximo a uma senóide e diminui o ruído

audível do motor. O disparo dos transistores do módulo de potência ocorre quando

é aplicado nível baixo de tensão na saída PWM do microcontrolador.

A geração de tensão senoidal através das saídas de PWM é possível através

da implementação de um sinal de referência. Neste caso foi implementada uma

onda senoidal via software, onde foi utilizada uma tabela com valores de uma onda

senoidal, e a partir desta, são geradas três senóides de referência, possibilitando

desta forma, gerar uma saída trifásica do módulo de potência com defasagem de

120º entre as fases.

Para implementação da onda senoidal via software foi implementada uma

rotina específica chamada SVM, a qual calcula os tempos do período de PWM e o

avanço de cada fase, como pode ser verificado no fluxograma a seguir.



O sistema de controle digital implementado para este projeto foi a

atualização da velocidade a cada 50 ms, ou seja, a velocidade é atualizada conforme

SVM

Tpwm = PTPER<<1

Volts > Lim. volt

Volts = Lim. Volt

Ângulo < 60º

Referencia Ângulo 2 e 1

Localiza Períodos

Calc. tempos e Duty PWM


Localiza Períodos


Ângulo < 120º

Ângulo < 180º

Ângulo < 240º


Localiza Períodos



Localiza Períodos


S S S

S

S

Ângulo < 300º


Localiza Períodos



Localiza Períodos


S

Retorna



a variação da pressão do sistema, se a pressão estiver abaixo do valor de referência

a velocidade é incrementada, caso contrário é decrementada.

No caso do protótipo implementado, a velocidade rotacional do motor para

60 Hz é 3450 rotações por minuto, levando em consideração que a variável utilizada

para controle da velocidade é de oito bits, 255 variações, haverá um incremento na

velocidade rotacional de aproximadamente 13,5 rpm por incremento da variável de

controle da velocidade, variação muito pequena considerando-se uma planta

hidráulica.

Com a finalidade de realizar o controle de velocidade pelo nível de entrada

de água, foi implementado um sistema de controle conforme pode ser verificado no

fluxograma a seguir.

A rotina consiste em verificar o nível de água, caso esteja aumento, a

velocidade será incrementada, caso contrário será decrementada.

Nível < Nível_Liga?

Nível_Atual = Nível

Nív_Atual>=Nív_Anterior && Referência > Pressão

Acelera = 1

Acelera = 0

Niv_Anterior = Nível_Atual

Ev. Len.

Ev. Lento



4. APRESENTAÇÃO E DISCUSSÃO DOS

RESULTADOS

Após a montagem do protótipo e o desenvolvimento do programa para

acionamento do motor, foram realizados alguns testes para verificação dos sinais

PWM gerados pelo microcontrolador, os quais serão descritos a seguir.

4.1. Geração dos Sinais PWM

Os sinais dos canais PWM funcionam em modo complementar, ou seja,

cada saída PWM é responsável pela geração de um semiciclo da onda senoidal. A

figura 38 mostra o sinal gerado na saída PWM para os canais PWM0 e PWM1, para

uma freqüência de chaveamento de 15 kHz e freqüência da portadora de 60 Hz.

Para a realização das medições foi utilizado um osciloscopio Tektronix modelo TDS

380.



Figura 38 - Geração do sinal PWM para os canais PWM0 e PWM1

Após a realização dos testes nas saídas PWM, os quais confirmaram a

geração dos sinais senoidais, a placa de controle foi acoplada a placa de potência.

Foram realizados alguns testes com a alimentação do circuito de potência com

tensão de 24 Volts e ligando-se uma carga resistiva na saída para o motor, ou seja,

foram conectados três resistores de 120 Ω a saída do motor e interligados entre si

simulando uma ligação em estrela. Os testes confirmaram a geração de tensão

senoidal na saída do inversor. Após o inversor foi alimentado com tensão da rede de

alimentação, ou seja, 220 V para realização dos demais testes.

4.2. Comparação com Inversor Comercial

Após alguns testes o inversor foi comparado com um inversor comercial, o

inversor utilizado para testes foi um inversor Yaskawa modelo CIMR-XCBU20P7,

tensão de alimentação 220 volts monofásica ou trifásica e corrente de saída de 5 A.

O primeiro teste realizado foi à medição da forma de onda da corrente no

motor de 0,5 cv utilizado, as medições para ambos os casos foram realizadas com o

motor funcionando a vazio e máxima freqüência, ou seja, 60 Hz. Para medição da

forma de onda foi instalado um resistor de 1 Ω e 10 watts, em série com o circuito



de alimentação do motor. A figura 39 mostra a forma de onda da corrente no

inversor comercial.

Figura 39 - Forma de onda da corrente em inversor comercial.

A figura 40 mostra a forma de onda da corrente para o inversor

desenvolvido, onde foi utilizado o mesmo artifício de medição que para o inversor

comercial.

Figura 40 - Forma de onda da corrente para o inversor desenvolvido.



Analisando se ambas as figuras, observa-se que a senóide gerada é

semelhante em ambos inversores, os picos de tensão e que estão mais acentuados

no inversor desenvolvido, necessitando talvez um circuito de filtro na saída do

inversor.

Outro teste realizado foi a comparação de tensão e corrente em ambos os

inversores a plena carga, ou seja, vazão máxima e freqüência máxima, 60 Hz, para

o sistema de controle de pressão. O multímetro utilizado para medição de corrente

foi um multímetro Minipa modelo ET-3200, o hidrômetro utilizado foi um

hidrômetro FAE modelo delta mtf e um manômetro Mecaltec com escala de 0 a 50

kgf/cm2, ou seja, 0 a 50 mca.

Os testes foram realizados com a tubulação totalmente aberta e o

funcionamento dos inversores a máxima freqüência, ou seja, 60 Hz. Para tal

condição obteve-se uma pressão de saída de aproximadamente 6 mca.

A tabela 2 mostra os dados obtidos através das medições efetuadas.

Inversor Comercial Inversor Projetado

Medições 1ª 2ª 3ª 1ª 2ª 3ª

Corrente de Entrada (A) 3,25 3,12 3,30 3,31 3,47 3,35

Tensão de Entrada (V) 218 216 216 220 218 219

2,18 2,10 2,00 2,34 2,37 2,33

2,12 2,05 1,98 2,24 2,26 2,23

Corrente do Motor (A)

2,08 1,98 1,97 2,20 2,23 2,18

Tensão de saída (V) 217 214 214 198 198 198

Vazão (l/s) 0,750 0,741 0,740 0,758 0,745 0,741

Tabela 2 - Comparativo entre inversor comercial e inversor projetado.



Analisando-se a tabela observa-se valores bem semelhantes, ocorrendo uma

pequena diferença na corrente do inversor desenvolvido e uma tensão de saída com

valor inferior ao inversor comercial.

4.3. Medição de Pressão

Para comprovação da eficiência do sistema de controle de pressão projetado

foram realizados alguns testes com o mesmo. Para geração dos gráficos de controle

de pressão foi utilizado um armazenador de dados digital datalogger Maxxilogger,

fabricado pela empresa Compuway, modelo ML1P2001Q1AM, configurado para

aquisição de dados a cada 30 segundos, conjuntamente com o software

disponibilizado pela empresa. A variação de vazão foi simulada atuando-se sobre o

registro de recalque e para simulação de falta de água atuou-se sobre o registro de

entrada de água. Para medição de vazão foi utilizado um hidrômetro FAE modelo

delta mtf.

A figura 41 mostra o gráfico dos testes realizados, onde o valor de pressão é

representado em metros coluna d’água (m).

Figura 41 - Gráfico dos testes de controle de pressão realizados.



A figura 42 apresenta o gráfico do primeiro teste realizado para pressão de

trabalho de 10 mca para vazão fixa de hm /3,1 3 , bem como o momento em que o

sistema foi ligado e desligado. Pode-se observar a pressão constante comprovando a

eficiência do sistema.

Figura 42 - Controle de pressão em 10mca para vazão fixa.

A seguir, conforme figura 43, pode-se verificar o efeito de controle de

pressão para vazão fixa de hm /08,1 3 , para pressão programada em 15 mca, para o

intervalo de tempo mostrado no gráfico.



Figura 43 - Gráfico do controle de pressão em 15mca e vazão fixa.

A figura 44 apresenta o controle de pressão para vazão fixa de 704 l/h para

pressão de referencia de 20 mca.

Figura 44 - Controle de pressão para 20mca vazão fixa.

A figura 45 apresenta o gráfico da pressão para vazão variável, a pressão

programada foi de 15mca.



Figura 45 - Gráfico da pressão para vazão variável.

O protótipo possui controle para nível mínimo de trabalho, o gráfico da

figura 46 mostra a simulação de falta de água no reservatório de sucção da bomba

e o momento em que o sistema religa, provocando variação na pressão de saída em

função do controle de nível baixo.

Como pode-se observar, o gráfico da pressão não estabilizou, ficando

variável a pressão de saída, devido a baixa vazão de entrada, mostrando de forma

clara que o sistema de controle atuou durante o religamento da bomba.



Figura 46 - Pressão variável devido ao baixo volume de água na sucção da bomba.

Conforme pode-se verificar nos gráficos de controle de pressão, pode-se

dizer que o sistema de controle de pressão funcionou perfeitamente, tanto para

controle de pressão com vazão fixa ou para vazão variável, o motor variou a

velocidade, mantendo constante a pressão de saída, apenas com o controle

proporcional implementado. Para controle através da vazão de entrada, ou seja,

inicialmente pelo controle de nível o sistema apresentou um bom desempenho,

conforme foi verificado. Não foi possível observar a rampa de aceleração e de

desaceleração do sistema devido ao tempo de aquisição de dados, pois o sistema

apresentou uma resposta rápida para inicio de operação, ou seja, o sistema

estabiliza em menos de 30 segundos, que é o tempo de aquisição dos dados de

pressão.



5. CONSIDERAÇÕES FINAIS

5.1. Problemas Encontrados

Durante o desenvolvimento de um projeto é considerado normal o

aparecimento de problemas, porém é necessário superá-los para que os objetivos

sejam atingidos. Inicialmente, um problema ocorrido foi com o gravador para dspic,

o mesmo não funcionava, teve que ser remetido ao fabricante, o qual, o devolveu

com a versão de software anterior à enviada visto que o mesmo não funcionava com

a versão do MPLAB IDE 7.60.

Outro problema encontrado foi a falta, de componentes de potência para

aquisição imediata, o que forçou a uma reavaliação do projeto e a aquisição de um

módulo de potência mais robusto capaz de resistir aos testes necessários.

5.2. Conclusões

Para desenvolvimento deste projeto foram necessários conhecimentos em

três áreas distintas da engenharia: hidráulica, eletrônica de potência e sistemas de

controle e programação. Porém, apesar das dificuldades o desempenho do protótipo

foi satisfatório.

A utilização de um módulo de potência com proteção contra curto-circuito e

proteção contra sobreaquecimento tornou o projeto muito mais seguro para

operação, possibilitando a realização dos testes e o sucesso no desenvolvimento do

projeto.



Quanto ao sistema de controle, foram estudados os sistemas de controle pid

e suas variantes, porém para aplicação e estudo deste protótipo, um controle por

comparação de duas variáveis envolvidas, foi suficiente para realizar o controle de

pressão de forma satisfatória. Para esta planta um controlador pid contribuiria

muito pouco, ou talvez mantivesse o mesmo desempenho, porém, muitas vezes

implementando-se soluções simples obtém-se grandes resultados.

Para uma planta real de abastecimento de água um controle deste tipo

dificilmente será satisfatório, necessitará de um sistema de controle melhor

elaborado, porém já existe uma base para aprofundar o assunto.

O microcontrolador dspic30f2010 apresentou excelente resultado para

controle da planta, e atualmente apresenta um custo menor que os

microcontroladores similares da família 16fxxx e 18fxxxx fabricados pela Microchip.

Outro fator que apresentou excelente resultado foi o baixo nível de ruído

apresentado pelo motor, com o inversor operando com freqüência de chaveamento

dos transistores a 15 kHz, comparado ao inversor comercial, o qual apresentou

ruídos de maior intensidade.

Concluindo, pode-se dizer que este projeto apresentou uma excelente

alternativa para controle de velocidade de um motor de indução trifásico

conjuntamente com o controle de pressão de um sistema de bombeamento de água

utilizando apenas um dispositivo controlador. Podendo ser implementado em uma

planta real, necessitando talvez de pequenos ajustes.

5.3. Sugestões para Trabalhos Futuros

Este projeto apresentou a aplicação de um sistema de controle de pressão

através de inversor com controle integrado, a partir deste modelo pode-se

implementar outras aplicações, entre as quais pode-se destacar as seguintes:

climatização de ambientes utilizando velocidade variável para acionamento de

ventiladores e compressores, utilização do sistema em máquina de lavar roupa,

implementação de controle vetorial para o motor, entre outros.



6. REFERÊNCIAS

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WEG – Motores Elétricos – Disponível em: <http://catalogo.weg.com.br/files/ artigos/4-1644.pdf>. Acesso maio de 2008.

EJM Engenharia – Conversores de Freqüência e Soft Starter- Disponível em: <www.ejm.com.br>. Acesso maio de 2008.

MICROCHIP – dspic30f2010 Datasheet. Disponível em: <www.microchip.com.> Acesso em março de 2008.

Microchip – AN-1017. Disponível em: <http://ww1.microchip.com/downloads/en/ AppNotes/ AN1017_30F2010_V1.zip>. Acesso em abril de 2008.

Freescale Semiconductor – MPX4250D e MPX5010 Datasheet. Disponível em: <www.freescale.com>. Acesso em março de 2008.

Fairchild Semiconductor – FFSAM15SH60A Datasheet. Disponível em: <www.fairchildsemi.com>. Acesso em maio de 2008.

Faichild Semiconductor – AN-9031. Disponível em: <http://www.fairchildsemi. com/ an/AN/AN-9031.pdf#page=1>. Acesso maio de 2008.

Schneider Motobombas – ASP-56S Manual. Disponível em: <www.schneider.ind.br>. Acesso em março de 2008.



APÊNDICE A – CÓDIGO FONTE Controle.c #include <p30F2010.h> // definição dos includes #include "svm.h" // definição para modulação SVM #include <adc10.h> // Configuração do Micro-Controlador _FOSC(CSW_FSCM_OFF & XT_PLL16); // Processador a 29 MIPS _FWDT(WDT_OFF); // Wath-dog Desligado _FGS(CODE_PROT_OFF); // Código de Proteção Desligado _FBORPOR(0x8000); //8000 Reset MCLR Fault PWM bit 15 // Definições das Constantes // AS constantes abaixo são para os períodos de atualização. #define periodo_lento 750 //50msec Para 15khz 0,05/(1/15000)=750 #define periodo_rapido 75 //5msec Para 15khz // Constantes Para o controle do motor #define max_mod_freq 60 // freqüência máxima de modulação #define pwm_freq_mod 15000 // freqüência do pwm #define angulo_mod 65536 // Angulo de Modulação de Cada Fase #define limite_freq_mod (max_mod_freq*angulo_mod)/pwm_freq_mod #define v_hz_slope 200 // deslize V/hz #define limite_baixa_amp 2000 // limite de baixa amplitude #define limite_alta_amp 32000 //limite de alta amplitude // a constante abaixo define o limite da amplitude #define limite_amplitude limite_alta_amp/v_hz_slope #define Led1 LATDbits.LATD0 #define Led2 LATDbits.LATD1 #define Led3 LATCbits.LATC14 #define Botao1 (!PORTCbits.RC13) // Definição dos flag's de software volatile struct unsigned Liga:1; unsigned Desliga:1; unsigned Acelera:1; unsigned PWMFault:1; unsigned ACIONA:1; unsigned PWMEvent:1; unsigned Evento_rapido:1 unsigned Evento_lento:1; unsigned :9;



Flags; // Definição das Variáveis unsigned int Contador_evento_lento; // variável para contagem do evento lento unsigned int Contador_evento_rapido; // variável para contagem do evento rápido unsigned int Velocidade_antiga; // variável Que armazena a velocidade Antiga unsigned int Velocidade; // variável Que armazena a velocidade Atual unsigned int temp; // Variável Temporária unsigned int V_Hz_Slope; // variável para controle do deslize V/Hz unsigned int Amplitude; // Variável Para o controle da Amplitude unsigned int Fase; // Variável Para o controle da Fase unsigned int Tensao; unsigned int Nivel; unsigned int Pressao; unsigned int Referencia; unsigned int Temperatura; unsigned int Vel_Inicio; unsigned int Nivel_Atual; unsigned int Nivel_Anterior; #define Nivel_Min 0x00CC #define Nivel_Liga 0x00FF #define Tensao_Min 0x0237 #define Temperatura_Max 0x0343 //90 Graus //Prototipagem das Funções void inicializa(void); // Inicializa o dspic e os periféricos void Liga(void); void Aciona(void); void Desliga(void); void Controle(void); void ADC(void); void __attribute__((__interrupt__)) _PWMInterrupt(void); void __attribute__((__interrupt__)) _ADCInterrupt( void ); void Delay_ms(unsigned int tempo); void Delay_us(unsigned int tempo); void SVM(int volts, unsigned int angulo); // executa modulação void __attribute__((__interrupt__)) _FLTAInterrupt(void); // Interrupção de PWM void __attribute__((__interrupt__)) _PWMInterrupt(void) Contador_evento_lento--; // decrementa o tempo if(Contador_evento_lento == 0) // Testa se é zero ? Flags.Evento_lento = 1; // se sim seta o flag de evento lento Contador_evento_lento = periodo_lento; // e recarrega o contador Contador_evento_rapido--; // decrementa o tempo if(Contador_evento_rapido == 0) // testa se chegou a zero Flags.Evento_rapido = 1; // se sim seta o flag para tratamento Contador_evento_rapido = periodo_rapido; //e recarrega o contador de int



Flags.PWMEvent = 1; // se nenhum dos dois ativa o flag de eventos IFS2bits.PWMIF = 0; // e zera o flag da interrupção. // Interrupção de Fault void __attribute__((__interrupt__)) _FLTAInterrupt(void) OVDCON = 0x0000; //0x0000 Desabilita todas saidas PWM Flags.PWMFault = 1; // Seta o Flag De tratamento IFS2bits.FLTAIF = 0; // limpa o flag da interrupção //Programa Principal main ( void ) inicializa(); // Inicializa todos os periféricos Delay_ms(500); ADC(); Controle(); void Controle(void) while(1) if ((Tensao > Tensao_Min) && (Temperatura < Temperatura_Max)) if ((Nivel > Nivel_Liga) && (Pressao < Referencia)) Led3 = 1; Delay_ms(500); Aciona(); else Led1 = 1; Delay_ms(500); if ((Nivel > Nivel_Min) && (Nivel < Nivel_Liga)) Led2 = 1; Delay_ms(100); Led2 = 0; Delay_ms(100); Led1 = 0; Delay_ms(500); else Led1 = 1; Delay_ms(250);



Led1 = 0; Delay_ms(250); void Liga(void) while(1) ClrWdt(); // Limpa o Wath-Dog . if(Flags.PWMEvent) if(Flags.ACIONA) if((Flags.ACIONA) && (Flags.Liga)) Fase += Velocidade; //+ soma a variável else Fase -= Velocidade; //- subtrai a variável SVM(Amplitude,Fase); // rotina SVM atualiza o Duty dos PWM ClrWdt(); // reinicia o wath dog Flags.PWMEvent = 0; // limpa o flag if(Flags.Evento_rapido) if(Flags.ACIONA) if((Nivel > Nivel_Liga) && (Referencia > Pressao)) Flags.Acelera = 1; Flags.Desliga = 0; else Flags.Acelera = 0; if ((Tensao < Tensao_Min) && (Temperatura > Temperatura_Max)) Desliga(); if(Velocidade < 65) Velocidade++; if(Flags.ACIONA) // o escorregamento é definido por uma constante V_Hz_Slope = v_hz_slope; if(Flags.ACIONA) // Limita a escala de freqüência if(Velocidade > limite_freq_mod) Velocidade = limite_freq mod if(V_Hz_Slope == 0) Amplitude = 0;



else //calcula a maxima velocidade de entrada para não exceder o // limite da amplitude multiplicado pela variável V_Hz_Slope temp = limite_alta_amp/V_Hz_Slope; // Calcula a máxima velocidade de ent. if(Velocidade > temp) // Testa a velocidade de entrada Amplitude = limite_alta_amp; // Se passou do limite Trava else Amplitude = Velocidade*V_Hz_Slope; // se não carrega a veloc. de entrada if(Amplitude < limite_baixa_amp) // testa se o a amp é < o limite baixo Amplitude = limite_baixa_amp; // Se sim limita no valor mínimo if(Flags.PWMFault) // testa se ocorreu Fault Velocidade_antiga = 0; Velocidade = 0; PDC1 = 0; // Zera o Dutycycle 1 PDC2 = 0; // Zera o Dutycycle 2 PDC3 = 0; // Zera o Dutycycle 3 OVDCON = 0x0000; // Desliga as Saidas do PWM Nop(); Nop(); Nop(); // Perde 3 Cy Flags.PWMFault = 0; // Limpa o Flag Sinalizador de Fault while(1) // com while so resetando Led1 = 1; Delay_ms(100); Led1 = 0; Delay_ms(100); Flags.Evento_rapido = 0; // zera o flag de tratamento if(Flags.Evento_lento) if (Nivel < Nivel_Liga) Nivel_Atual = Nivel; if ((Nivel_Atual >= Nivel_Anterior) && (Referencia > Pressao)) Flags.Acelera = 1; else Flags.Acelera =0; Nivel_Anterior = Nivel_Atual; if(Flags.Acelera) Velocidade++; Vel_Inicio=0; else



Velocidade--; if(Nivel < Nivel_Min) Flags.Desliga = 1; if(Flags.Desliga) Led2=1; Velocidade--; Velocidade--; Flags.Acelera=0; Flags.Desliga=0; else Led2=0; if (Velocidade <= 64) Vel_Inicio++; if (Vel_Inicio == 2) Vel_Inicio=0; Desliga(); if (Botao1) Flags.PWMFault=1; Flags.Evento_lento = 0; void inicializa(void) PORTB = 0; // Inicializa os ports PORTC = 0; PORTD = 0; PORTE = 0; PORTF = 0; TRISB = 0xFFFF; // ADs TRISC = 0x2000; //RC13 Entrada RC14 Led3 TRISD = 0x0000; // Led1 no RD0 e Led2 no RD1 TRISF = 0X0000; TRISE = 0x0100; //RE8 Fault void Aciona(void)



Nivel_Atual = 0; Nivel_Anterior = 0; Velocidade = 0; Velocidade_antiga = 0; Contador_evento_lento = periodo_lento; Contador_evento_rapido = periodo_rapido; Flags.ACIONA = 1; // Seta o Flag Para Ativar o Motor PTPER = 982; // ((Fcy/FPWM)/2 -1);((29491200/15khz)/2-1)= 982 PDC1 = 0; PDC2 = 0; PDC3 = 0; // => Zera todos os Duty Cycles PWMCON1 = 0x0077; // Habilita os 3 pares de PWM DTCON1 = 0x000F; // Seleciona Dead Time de 2uS FLTACON = 0x0007; // Fault Habilitado para os 3 Pares de PWM; OVDCON = 0x3F00;// Habilita os pinos PWM1H,1L, 2H, 2L, 3L, H Para PWM PTCON = 0x8002; //Configura PWM Alinhado Pelo O centro IFS2bits.PWMIF = 0; // Zera o Flag da interrupção do PWM IEC2bits.PWMIE = 1; // Habilita As Interrupções do PWM IFS2bits.FLTAIF = 0; // Zera o Flag de Fault IEC2bits.FLTAIE = 1; // Habilita as interrupção Para o Pino de Fault Flags.Acelera = 1; //liga o flag Acelera Velocidade_antiga = Velocidade;// Salva Velocidade Flags.Liga = 1; Liga(); void Desliga(void) Velocidade_antiga = Velocidade; Velocidade = 0; // A Velocidade PDC1 = 0; // Zera o Dutycycle 1 PDC2 = 0; // Zera o Dutycycle 2 PDC3 = 0; // Zera o Dutycycle 3 OVDCON = 0x0000; // Desliga as Saídas do PWM Nop(); Nop(); Nop(); Led1=1; Led3=0; Flags.Acelera = 0; Flags.ACIONA = 0; Delay_ms(1000); Controle(); void Delay_ms(unsigned int tempo) unsigned int tempo1; if (!tempo) return; //Se tempo for igual a zero retorna da função for (tempo1=1;tempo1<=tempo;tempo1++) Delay_us(1000); //Aguarda n 1000 us void Delay_us(unsigned int tempo)



if (!tempo) return; //Se tempo for igual a zero retorna da função do Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop(); Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();Nop(); Nop();Nop();Nop();Nop();Nop();//Nop();Nop();Nop();Nop(); tempo--; while(tempo); void __attribute__((__interrupt__)) _ADCInterrupt( void ) // 81.920 kHz IFS0bits.ADIF = 0; Temperatura = ADCBUF0; //AN0 Nivel = ADCBUF1; //AN2 Pressao = ADCBUF2; //AN3 Referencia = ADCBUF3; //AN4 Tensao = ADCBUF4; //AN5 return; void ADC( void ) ADPCFGbits.PCFG0 = 0; // AN0 - Temperatura ADPCFGbits.PCFG2 = 0; // AN2 - Nivel ADPCFGbits.PCFG3 = 0; // AN3 - Pressão ADPCFGbits.PCFG4 = 0; // AN4 - Referencia ADPCFGbits.PCFG5 = 0; // AN5 – Tensão ADCON1 = 0x00E4; ADCON2 = 0x0410; ADCON3 = 0x0C09; ADCSSL = 0x003D; // escaneia 5 canais ADCHS = 0x0000; IFS0bits.ADIF = 0; IEC0bits.ADIE = 1; ADCON1bits.ADON = 1; svm.h void SVM(int volts, unsigned int angulo); SVM.c #include "p30f2010.h" #include "svm.h" #define angulo_1 0 // 0 Graus #define angulo_2 0x2aaa // 60 Graus #define angulo_3 0x5555 // 120 Graus #define angulo_4 0x8000 // 180 Graus #define angulo_5 0xaaaa // 240 Graus



#define angulo_6 0xd555 // 300 Graus #define ultimo_ang 0x2aaa // Ultimo Angulo = 360 graus #define Limite_volt 28300 // Abaixo temos os períodos de uma Onda Senoidal salva na Memória, esta tabela contem 171 Pontos // os Pontos são definidos pela a Equação Abaixo: // Se: Angulo Eletrico = 1024 Pontos, Angulo para a Função SINE = 60, Angulo total da Onda = 360 // Temos então: Angulo Eletrico*(Angulo para a Função SINE/Angulo total da Onda)= Pontos Da Tabela // 1024*(60/360) = 171 Pontos int Tab_Senoidal[] = 0,201,401,602,803,1003,1204,1404,1605,1805,2005,2206,2406,2606,2806,3006,3205,3405,3605,3804,4003, 4202, 4401, 4600, 4799, 4997,5195,5393,5591,5789, 5986, 6183,6380,6577,6773,6970, 7166, 7361, 7557,7752, 7947,8141,8335,8529, 8723,8916,9109,9302,9494,9686,9877,10068,10259,10449,10639, 10829, 11018, 11207,11395,11583,11771,11958,12144,12331,12516,12701,12886,13070,13254,13437,13620,13802,13984,14165,14346,14526,14706,14885,15063,15241,15419,15595,15772,15947,16122,16297,16470,16643,16816,16988,17159,17330,17500,17669,17838,18006,18173,18340,18506,18671,18835,18999,19162,19325,19487,19647,19808,19967,20126,20284,20441,20598,20753,20908,21062,21216,21368,21520,21671,21821,21970,22119,22266,22413,22559,22704,22848,22992,23134,23276,23417,23557,23696,23834,23971,24107,24243,24377,24511,24644,24776,24906,25036,25165,25293,25420,25547,25672,25796,25919,26042,26163,26283,26403,26521,26638,26755,26870,26984,27098,27210,27321,27431,27541,27649,27756,27862,27967,28071,28174,28276,28377; void SVM(int volts, unsigned int angulo) unsigned int angulo1, angulo2; unsigned int calc_t0,t1,t2,tpwm; tpwm = PTPER << 1; if(volts > Limite_volt) volts = Limite_volt; // Testa se a tensão> tensão limite. if(angulo < angulo_2) // Verifica se o angulo é < que 60ºgraus angulo2 = angulo - angulo_1; // Primeira referencia do Angulo SVM angulo1 = ultimo_ang - angulo2; // Segunda referencia do Angulo SVM t1 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo1 >> 6)]; // Localizamos O período T1 t2 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo2 >> 6)]; // Localizamos O período T2 t1 = ((long)t1*(long)volts) >> 15; // Escalamos T1 com A variável Volts t1 = ((long)t1*(long)tpwm) >> 15; // Escalamos T1 range do tempo do PWM t2 = ((long)t2*(long)volts) >> 15; // Escalamos a T2 com A variável Volts t2 = ((long)t2*(long)tpwm) >> 15; // Escalamos T2 range do tempo do PWM calc_t0 = (tpwm - t1 - t2) >> 1; // Calcula o T0 PDC1 = t1 + t2 + calc_t0; PDC2 = t2 + calc_t0; PDC3 = calc_t0; else if(angulo < angulo_3) // Verifica se o angulo é menor que 120ºgraus angulo2 = angulo - angulo_2; // Primeira referencia do Angulo SVM



angulo1 = ultimo_ang - angulo2; // Segunda referencia do Angulo SVM t1 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo1 >> 6)]; // Localizamos O período T1 t2 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo2 >> 6)]; // Localizamos O período T2 t1 = ((long)t1*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T1 com A variável Volts t1 = ((long)t1*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos T1 com o range do tempo do PWM t2 = ((long)t2*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T2 com A variável Volts t2 = ((long)t2*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos T2 com o range do tempo do PWM calc_t0 = (tpwm - t1 - t2) >> 1; // Calcula o T0 PDC1 = t1 + calc_t0; PDC2 = t1 + t2 + calc_t0; PDC3 = calc_t0; else if(angulo < angulo_4) // Verifica se o angulo é menor que 180ºgraus angulo2 = angulo - angulo_3; // Primeira referencia do Angulo SVM angulo1 = ultimo_ang - angulo2; // Segunda referencia do Angulo SVM t1 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo1 >> 6)]; // Localizamos O período T1 t2 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo2 >> 6)]; // Localizamos O período T2 t1 = ((long)t1*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T1 com A variável Volts t1 = ((long)t1*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos T1 com o range do tempo do PWM t2 = ((long)t2*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T2 com A variável Volts t2 = ((long)t2*(long)tpwm) >> 15;//Escalamos a T2 com o range do tempo PWM calc_t0 = (tpwm - t1 - t2) >> 1; // Calcula o T0 PDC1 = calc_t0; PDC2 = t1 + t2 + calc_t0; PDC3 = t2 + calc_t0; else if(angulo < angulo_5) // Verifica se o angulo é menor que 240ºgraus angulo2 = angulo - angulo_4; // Primeira referencia do Angulo SVM angulo1 = ultimo_ang - angulo2; // Segunda referencia do Angulo SVM t1 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo1 >> 6)]; // Localizamos O período T1 t2 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo2 >> 6)]; // Localizamos O período T2 t1 = ((long)t1*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T1 com A variável Volts t1 = ((long)t1*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos a T1 com o range tempo do PWM t2 = ((long)t2*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T2 com A variável Volts t2 = ((long)t2*(long)tpwm) >> 15// Escalamos T2 com o range do tempo do PWM calc_t0 = (tpwm - t1 - t2) >> 1; // Calcula o T0 PDC1 = calc_t0; PDC2 = t1 + calc_t0; PDC3 = t1 + t2 + calc_t0; else if(angulo < angulo_6) // Verifica se o angulo é menor que 300ºgraus angulo2 = angulo - angulo_5; // Primeira referencia do Angulo SVM angulo1 = ultimo_ang - angulo2; // Segunda referencia do Angulo SVM t1 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo1 >> 6)]; // Localizamos O período T1 t2 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo2 >> 6)]; // Localizamos O período T2 t1 = ((long)t1*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T1 com A variável Volts t1 = ((long)t1*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos T1 com o range do tempo do PWM t2 = ((long)t2*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T2 com A variável Volts t2 = ((long)t2*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos T2 com o range do tempo do PWM calc_t0 = (tpwm - t1 - t2) >> 1; // Calcula o T0



// Calculamos O duty cycle dos Pwms para o setor 2 ( 240 - 300 ºGraus) PDC1 = t2 + calc_t0; PDC2 = calc_t0; PDC3 = t1 + t2 + calc_t0; else angulo2 = angulo - angulo_6; // Primeira referencia do Angulo SVM angulo1 = ultimo_ang - angulo2; // Segunda referencia do Angulo SVM t1 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo1 >> 6)]; // Localizamos O período T1 t2 = Tab_Senoidal[(unsigned char)(angulo2 >> 6)]; // Localizamos O período T2 t1 = ((long)t1*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T1 com A variável Volts t1 = ((long)t1*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos T1 com o range do tempo do PWM t2 = ((long)t2*(long)volts) >> 15;// Escalamos a variável T2 com A variável Volts t2 = ((long)t2*(long)tpwm) >> 15;// Escalamos T2 com o range do tempo do PWM // Descobrimos o T0 através das variáveis tpwm,t1 e t2 calc_t0 = (tpwm - t1 - t2) >> 1; // Calcula o T0 PDC1 = t1 + t2 + calc_t0; PDC2 = calc_t0; PDC3 = t1 + calc_t0;



Apêndice B – ESQUEMA ELÉTRICO







ANEXO A – MANUAL DSPIC30F2010







ANEXO B – MANUAL FSAM15SH60A







ANEXO C – MANUAL MPX5010DP





ANEXO D – MANUAL MPX4250DP





ANEXO E – MANUAL ASP-56S





UNIVERSIDADE LUTERANA DO BRASILtcceeulbra.synthasite.com/.../SISTEMA-DE...DSPIC30F-KLENIO-JOSE-KAZANOWSKI-2008-1.pdfwas used an induction motor three-phase, controlled by an electronic

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