UNIVERSIDADE TECNOL ´ OGICA FEDERAL DO PARAN ´ A CURSO DE ENGENHARIA EL ´ ETRICA GUILHERME PASTORELLO RODRIGUES PROJETO E IMPLEMENTAC ¸ ˜ AO DE UMA FONTE CHAVEADA PARA AMPLIFICADORES DE ´ AUDIO DE CLASSE AB TRABALHO DE CONCLUS ˜ AO DE CURSO PATO BRANCO 2019
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Projeto e Implementacao de uma Fonte Chaveada para ...
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UNIVERSIDADE TECNOLOGICA FEDERAL DO PARANA
CURSO DE ENGENHARIA ELETRICA
GUILHERME PASTORELLO RODRIGUES
PROJETO E IMPLEMENTACAO DE UMA FONTE
CHAVEADA PARA AMPLIFICADORES DE AUDIO DE
CLASSE AB
TRABALHO DE CONCLUSAO DE CURSO
PATO BRANCO
2019
GUILHERME PASTORELLO RODRIGUES
PROJETO E IMPLEMENTACAO DE UMA FONTE
CHAVEADA PARA AMPLIFICADORES DE AUDIO DE
CLASSE AB
Trabalho de Conclusao de Curso degraduacao, apresentado a disciplina deTrabalho de Conclusao de Curso 2,do Curso de Engenharia Eletrica daCoordenacao de Engenharia Eletrica - CO-ELT - da Universidade Tecnologica Federaldo Parana - UTFPR, Campus Pato Branco,como requisito parcial para obtencao dotıtulo de Engenheiro Eletricista.
Orientador: Prof. Dr. Juliano de PelegriniLopes
Coorientador: Prof. Dr. Carlos Marcelo deOliveira Stein
PATO BRANCO
2019
TERMO DE APROVACAO
O Trabalho de Conclusao de Curso intitulado PROJETO E IMPLEMENTACAO
DE UMA FONTE CHAVEADA PARA AMPLIFICADORES DE AUDIO DE CLASSE
AB do academico Guilherme Pastorello Rodrigues foi considerado APROVADO de
acordo com a ata da banca examinadora N 229 de 2019.
Fizeram parte da banca examinadora os professores:
Prof. Dr. Juliano de Pelegrini Lopes
Prof. Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein
Prof. Me. Everton Luiz de Aguiar
Prof. Dr. Diogo Ribeiro Vargas
A Ata de Defesa assinada encontra-se na Coordenacao do Curso de Engenharia
Eletrica.
A todos que cruzaram meu caminho nessa vida e tornaram
este sonho possıvel.
Dominar o outro e forca; dominar-se e o verdadeiro
poder.
Lao Tse
AGRADECIMENTOS
Primeiramente agradeco ao meu pai e mae, Sebastiao Rodrigues e Mari-
zete Pastorello, que nunca mediram esforcos para me apoiar e incentivar, sempre com
uma palavra certa para cada dificuldade que passei ao longo do curso. Agradeco-os
de coracao por tudo.
Aos meus amigos e colegas que sempre estiveram presentes durante toda
a graduacao, em momentos de seriedade e tambem descontracao, que ajudaram di-
reta e indiretamente na realizacao deste sonho. Tenho um apreco imenso por cada
um deles.
E aos meus orientadores Juliano de Pelegrini Lopes e Carlos de Oliveira
Stein pela seriedade, dedicacao e conhecimentos repassados ao longo desta jornada.
Tambem agradeco o apoio de colegas do programa de Pos-Graduacao em Engenha-
ria Eletrica da UTFPR Campus Pato Branco, por compartilhar conhecimento e ex-
periencias no laboratorio. E nao menos importante, obrigado a todos os professores
que cruzaram meu caminho durante o curso, sem eles este sonho nao seria possıvel.
RESUMO
RODRIGUES, Guilherme Pastorello. Projeto e Implementacao de umaFonte Chaveada para Amplificadores de Audio de Classe AB. 201. 89 f. Trabalhode Conclusao de Curso (Graduacao em Engenharia Eletrica) - Curso de EngenhariaEletrica, Universidade Tecnologica Federal do Parana. Pato Branco, 2018.
Desde os primeiros amplificadores a valvula a fonte linear e a mais utilizadaentre as topologias na alimentacao de amplificadores de audio. Alem da preocupacaocom ruıdos, a sua simplicidade de funcionamento e manutencao as tornam a me-lhor opcao para esta aplicacao. Com o avanco na tecnologia de semicondutores, osconversores de potencia adotam ao modo comutado em alta frequencia, que tornapossıvel a reducao de volume dos componentes magneticos e o aumento da densi-dade de potencia e eficiencia do equipamento. Devido a facilidade do amplificadorpropagar oscilacoes do barramento, esse tipo de fonte pode amplificar ruıdos causa-dos pela comutacao e suas harmonicas. A partir de uma revisao bibliografica acercado tema, um prototipo de uma fonte chaveada foi projetado e implementado paraposterior analise de desempenho para alimentacao de amplificadores de potencia,o prototipo em estudo foi projetado a partir de um conversor chaveado CA-CC de to-pologia Half-Bridge com saıdas de tensao simetricas, e para validacao do modelo,um par de amplificadores classe AB sao utilizados como carga do sistema, cada umfornecendo 75W em condicao de baixa distorcao harmonica, totalizando uma saıdaestereo de 150 W a alto falantes comuns. O projeto do conversor estatico foi realizadobuscando estudar a estabilidade da tensao de saıda da fonte durante transitorios depotencia em diferentes frequencias, alem da afericao dos nıveis de ruıdo causadospela fonte no amplificador. Apos realizados os testes de carga contınua em potencianominal da fonte com resultados satisfatorios, o conversor foi submetido a testes comamplificadores de classe AB transistorizados, a reacao aos testes documentada nessetrabalho mostrou que o conversor estatico implementado em malha aberta atendeu asexpectativas em relacao aos nıveis de tensao das saıdas, bem como o ripple dentrodo valor esperado e oscilacoes de baixa frequencia no barramento resultaram em umcomportamento semelhante ao simulado.
Palavras-chave: Conversores CA-CC, Analise de Carga, Regulacao de Tensao.
ABSTRACT
RODRIGUES, Guilherme Pastorello. Design and Implementation of aSwitchmode Power Supply for a Class AB Audio Power Amplifier. 2019. 89 f.Graduation Conclusion Work (Graduation in Electrical Engineer) - Federal Technologi-cal University of Parana. Pato Branco, 2018.
Since the first tube amplifiers, the linear power supply dominates betweentopologies for use in a audio amplifier power supply. Besides of the noise concern,this topology’s simplicity and easy repair services makes this type the best choicefor this application. With the advancement in semiconductors technology, the powerconverters adopts the switched-mode in high frequency, which leads to less volumeand mass on magnetic components and higher power density in power supplies. Due toamplifier’s ease to propagate noise originated on power buses, this type of source canamplify the noise caused by the switched operation and it’s harmonics. Starting from abibliographical review of the topic, a prototype of a switched source was designed andimplemented for further performance analysis for power amplifier feed, the prototypeunder study was designed from a half-bridge topology AC-DC inverter with symmetricaloutputs, and for model validation, a pair of class AB amplifiers are used as a load of thesystem, each capable of 75W in condition of low harmonic distortion, totaling an outputof 150 W at standard loudspeakers. The design of the converter was done aiming at agood stability of the output voltage during power transients at different frequencies, alsomeasuring the noise levels caused by the amplifier’s power supply. After performing thecontinuous load tests at nominal power on the converter, with good results, the powersupply was tested with class AB transistor amplifiers with 8 ohm loads, the results tothe tests documented in this work showed that the converter in open loop operationmet the expectations in output voltage levels, and also meet the expected ripple leveland peak to peak low frequency oscillation level on voltage buses.
Keywords: AC-DC converters, Load Analysis, Voltage Regulation.
LISTA DE FIGURAS
Figura 1: Topologia de uma fonte linear nao regulada. . . . . . . . . . . . 16
Figura 2: Esquema de blocos de uma fonte chaveada generica com con-
Gracas ao surgimento da valvula termionica, a amplificacao de sinais de
audio oriundo de microfones e instrumentos musicais deixou de ser produzida de
forma mecanica ou acustica e tornou-se eletrica. Desde o inıcio da eletronica analogica
na decada de 20, os amplificadores de audio comerciais tem demanda crescente, e
representam alta importancia economica desde 1920 ate os dias de hoje (DOUGLAS,
2006).
Na decada de 50 os engenheiros dos laboratorios da Bell Telephone fo-
ram responsaveis por desenvolver o transistor. Inicialmente, sua invencao tinha como
proposito substituir os circuitos valvulados utilizados nos sistemas telefonicos da epoca,
no entanto sua finalidade foi alem dos sistemas de comunicacao e passou a substituir
as valvulas quase que completamente com o passar das decadas.
Um dos campos da eletronica em que o transistor nao sobrepos comple-
tamente a valvula termionica foi em sistemas de audio, sendo esses circuitos amplifi-
cadores valvulados os preferidos por musicos e audiofilos1 (WERNER et al., 2011). Se-
gundo Lima (s.d.), entusiastas da musica descrevem subjetivamente que a distorcao
caracterıstica audıvel, produzida por valvulas, e agradavel ao ouvido humano, e por
esse motivo os sistemas valvulados para audio ainda detem seu publico fiel e sua
demanda crescente, mesmo com alguns resultados de testes quantitativos revelando
um desempenho inferior aos sistemas transistorizados, alem de outras desvantagens
como baixa eficiencia, volume fısico e peso elevado.
Ao longo dos anos a pesquisa dedicada a fontes de alimentacao para ampli-
ficadores nao se desenvolveu ao mesmo passo que novas tecnologias de amplificacao
de potencia avancaram, prevalecendo o uso de fontes lineares devido ao seu desem-
penho satisfatorio, baixo custo, projeto e manutencao simples (INSTRUMENTS, 2013).
Por esses fatores, as fontes lineares nao reguladas para sistemas de amplificacao
para potencias elevadas sao muito utilizadas ate hoje (SLONE, 1999).1Audiofilo: Uma pessoa que tem interesse em alta fidelidade e definicao no audio, valori-
zando a precisao e qualidade dos equipamentos de gravacao, armazenamento e reproducao demusicas e concertos.
1.1 Fontes Lineares nao reguladas 15
1.1 FONTES LINEARES NAO REGULADAS
O projeto da fonte para o amplificador de audio e de suma importancia para
que os parametros de desempenho do sistema de audio sejam alcancados. A fonte
necessita fornecer ao amplificador uma tensao contınua o mais constante e estabili-
zada possıvel, com baixo nıvel de ruıdos, sejam eles provenientes da tensao alternada
da rede eletrica ou gerado pela propria fonte (CORDELL, 2011). Caso o amplificador
linear tenha uma baixa taxa de rejeicao da fonte de alimentacao (do ingles: Power
Supply Rejection Ratio - PSRR), o circuito propagara o ruıdo em 120 Hz (ou 100
Hz, dependendo a frequencia da rede eletrica) proveniente da ponte retificadora em
sua saıda. Logo, um alto PSRR e de extrema importancia e deve ser levado em
consideracao para o projeto do circuito de amplificacao alimentado por este tipo de
fonte (SLONE, 1999).
A topologia simples de uma fonte linear nao regulada de uso em amplifica-
dores de audio de alta potencia esta retratada na Figura 1. Essa fonte divide-se em
tres estagios:
1. Transformador isolador trabalhando na frequencia de tensao da rede eletrica.
Esse equipamento e responsavel por rebaixar a tensao para amplificadores tran-
sistorizados e elevar a tensao para equipamentos valvulados (DUNCAN, 1996).
Na Figura 1 e mostrado um transformador com derivacao central formando um
ponto de ligacao comum.
2. O retificador ponte completa. E necessario para conversao da tensao senoi-
dal da rede eletrica para valores apenas positivos. No entanto, a saıda resul-
tante e pulsada e ainda nao e adequado para aplicacoes de tensao constante.
Para reduzir esta variacao de tensao CC, um filtro torna-se necessario (ROBERT;
NASHELSKY, 1999).
3. O filtro a capacitor. Esse consiste em um ou varios capacitores em paralelo com
a saıda do retificador. O objetivo desse filtro e reduzir a ondulacao de tensao e ar-
mazenar energia, mantendo boa reserva de corrente para quando ocorrer picos
de potencia causado por transientes musicais de variadas frequencias (SLONE,
1999). Geralmente sao empregados varios capacitores menores em paralelo
para se obter a mesma capacitancia elevada e reduzir a resistencia serie equi-
valente (do ingles: Equivalent Series Resistance - ESR) total do banco (DUNCAN,
1996).
1.1 Fontes Lineares nao reguladas 16
Figura 1: Topologia de uma fonte linear nao regulada.Fonte: Autoria propria
Para amplificadores de potencia moderada, os capacitores de reserva (co-
mumente nomeados no ingles de reservoir capacitors) atingem valores de capacitancia
de 4.700 a 20.000 microfarads para cada barramento (DOUGLAS, 2006), considerando
que um amplificador de classe AB necessita de barramentos CC simetricos.
Em picos de potencia, a ondulacao de tensao de barramento tende a au-
mentar, o que resulta em uma tensao media menor, na qual o amplificador nao con-
segue entregar sua potencia total sem distorcer. A prevencao da distorcao provocada
por afundamento de tensao e feita elevando de 20 a 30% da tensao do barramento
(SLONE, 1999) projetado para o amplificador. Isso garante que nao haja distorcao ex-
cessiva na condicao de potencia maxima.
Apesar das vantagens relatadas na utilizacao de amplificadores com fontes
lineares, a utilizacao de varios capacitores grandes em conjunto com um transforma-
dor, geralmente volumoso e pesado, alem de ter baixa eficiencia, ocupa grande espaco
fısico do chassi do amplificador (WERNER et al., 2011), que em conjunto com dissipado-
res de calor empregados nos transistores de potencia, formam um equipamento que
pode pesar dezenas de quilos. O problema de peso e volume se agrava conforme
a potencia de saıda do amplificador aumenta, o que exige a ligacao em paralelo de
mais capacitores de filtragem e um transformador de baixa frequencia com o nucleo
e diametro dos enrolamentos maiores. Tal solucao faz com que a utilizacao de fontes
lineares para amplificadores de alta potencia seja inviavel ou de implementacao fısica
1.2 Fontes Chaveadas 17
proibitiva.
1.2 FONTES CHAVEADAS
Uma alternativa ao problema da fonte de peso e volume elevados, tambem
incluindo a reducao de custos de implementacao (MEHL, s.d.), e a utilizacao de um
conversor chaveado como fonte de alimentacao. A utilizacao de conversores chave-
ados na alimentacao de circuitos analogicos de audio e altamente controversa entre
entusiastas. Segundo Knirsch (2004) as ondulacoes de tensao e interferencias ele-
tromagneticas provenientes das fontes de alimentacao sao emitidas e sobrepostas
aos sinais de audio em amplificadores por intermodulacao, o que produz distorcoes
desagradaveis no som reproduzido pelo equipamento.
Contudo, a utilizacao de fontes chaveadas em amplificadores de potencia
comecou a se popularizar entre fabricantes de amplificadores profissionais (CORDELL,
2011). Como por exemplo, citam-se a companhia sueca Lab.gruppen e a fabricante
brasileira Next Digital. Tais empresas sao capazes de produzir equipamentos com
potencia de saıda acima de 1 kW alimentados por fontes chaveadas leves e de alto
rendimento. Ao longo das ultimas decadas o mercado de eletronicos, junto com a
evolucao das tecnologias de componentes e circuitos, esta tendendo a focar em equi-
pamentos mais eficientes e compactos, o que motiva a adaptacao da tecnologia de
fontes chaveadas para aplicacao em amplificadores de potencia.
Para o funcionamento do conversor CA-CC, a tensao senoidal da rede
eletrica e diretamente retificada e a partir da tensao contınua no capacitor de entrada,
uma chave eletronica comuta a corrente entregue aos enrolamentos do transforma-
dor de alta frequencia, a tensao resultante no secundario e retificada novamente e
entregue a outro filtro capaz de armazenar energia. Da mesma maneira que a fonte
linear, esse filtro entrega tensao e corrente de forma contınua a carga com variacao
de tensao na ordem tıpica de dezenas de milivolts (DOUGLAS, 2006).
Para operacao em malha fechada, um circuito de acionamento pode ser
projetado coletando uma amostra da tensao de saıda, que e inserida em um circuito
de controle e geracao de PWM2 para atuacao da chave semicondutora com o intuito
de regular a tensao de saıda do conversor. Um esquema geral de uma fonte chaveada
e mostrada na Figura 2.2PWM: do ingles Pulse Width Modulation, modulacao por largura de pulso, que varia seu
nıvel alto de tensao entre 0 e 100% conforme modulacao do sinal.
A escolha de R2 a partir do ganho necessario foi deduzida por Basso (2012)
e calculado a partir da equacao 69, enquanto que os outros componentes em funcao
das posicoes dos polos e zeros foram calculados pelas equacoes 70 ate 73.
R2 =GAE(fc)R1RLED
RpullupCTRmin
√1 +
(fcfp1
)2√
1 +
(fcfp2
)2
√1 +
(fz1fc
)2√
1 +
(fcfz2
)2(69)
R3 =R1fz2
fp2 − fz2(70)
C1 =1
2πfz1R2
(71)
C2 =1
2πfp2Rpullup
(72)
C3 =fp2 − fz2
2πR1fp2fz2(73)
Por ultimo, o dimensionamento do resistor de polarizacao do diodo Zener e
calculado a partir da equacao 74.
RZ =(Vo − VZ)RpullupCTRmin
(V cc− V CE, sat)− (IZ,pol + IK,min)RpullupCTRmin
(74)
Adotando uma corrente de 2 mA exclusiva ao Zener e uma tensao VZ de 15
V tem-se RZ igual a 2,59 kΩ.
O calculo dos resistores e capacitores pertencentes a malha de compensacao
alem dos componentes responsaveis pela polarizacao de acordo com a Figura 24
estao resumido na Tabela 10.
A resposta em frequencia do loop em malha aberta dado pela equacao 32
resulta na curva vista na Figura 26. Comparando as curvas, e possıvel observar o
3.5 Projeto do Circuito de Compensacao 64
Componentes de Gc(s)
Optoacoplador PC817
CTR min./max. 50%/600%
COP (Rpullup = 1kΩ) 15pF
Resistores
R1 90kΩ
R2 405kΩ
R3 34Ω
Rlower 10kΩ
Rpullup 20kΩ
RLED 6, 26kΩ
RZ 2, 6kΩ
Capacitores
C1 4nF
C2 8pF
C3 5nF
Tabela 10: Componentes para o circuito de compensacao.Fonte: Autoria propria.
-150
-100
-50
0
50
100
Mag
nit
ud
e (
dB
) Gp(s)
T(s)
100 101 102 103 104 105 106 107-270
-225
-180
-135
-90
-45
0
Fase (
deg
)
Diagrama de Bode de Gp(s) e T(s)
Frequência (Hz)
Figura 26: Amplitude e Fase do Conversor e em Malha aberta.Fonte: Autoria propria
3.5 Projeto do Circuito de Compensacao 65
ganho em baixas frequencias alto, inserido pelo integrador, alem do ganho necessario
para atingir a banda passante desejada. A margem de fase do sistema esta proximo
a 90com margem por toda banda passante, a inversao de fase acontece na faixa de
2 MHz atenuados em 60 dB, o que garante a regulacao em variacoes para correntes
mınimas de carga como citado por Choi (2010).
0 10 20 30 40 50 60 700
5
10
15
20
25
30
35
40
45
Resposta a um degrau, Compensado e não Compensado
Tempo (millisegundos)
Tensão
de S
aíd
a (
V)
Gp(s)
T(s)
Figura 27: Resposta a um degrau para planta compensada e naocompensada.Fonte: Autoria propria
A Figura 27 exibe a comparacao entre a respostas do sistema nao-compensado
e compensado, o resultado da compensacao fica evidente na atenuacao da ressonancia
dado pelo fator Q do filtro LC, que tende a piorar em situacoes de cargas leves. Uma
ultrapassagem na resposta compensada ainda existe, porem esta a nıveis toleraveis,
alem de oferecer a vantagem de elevar a velocidade de resposta do controle, a res-
posta da tensao de saıda ao degrau do circuito nao-compensado apresenta picos de
tensao de nıveis proximos ao dobro da amplitude do degrau, o que poderia provocar
danos em componentes alimentados por esta fonte.
Outra melhora significativa esta no tempo de entrada em regime, que me-
lhorou de 63,7 ms para 2,6 ms, o tempo de assentamento reduziu em 95,6%.
Apos a validacao do projeto matematico da malha de controle, a simulacao
do circuito compensado foi implementada utilizando o software PSIM da Powersim
Inc., sendo que o modelo simulado foi dividido em blocos de mesmo modo como foi
separado as funcoes de transferencia.
3.5 Projeto do Circuito de Compensacao 66
O primeiro bloco representando o conversor estudado, como o modelo do
conversor half-bridge e um derivado a partir do Buck, a sua simplificacao e valida.
Mantem-se igual os componentes passivos LC, porem a tensao de entrada e igual
a tensao media de saıda da ponte retificadora do secundario. Apenas um Buck de
mesmas caracterısticas do conversor projetado foi estudado, representando apenas
o barramento positivo em referencia ao tape central do transformador, o barramento
negativo considera-se um comportamento identico para simplificacao do modelo.
Figura 28: Modelo do circuito simulado no software PSIM.Fonte: Autoria propria
Vout [V]
D 0.1
D 0.3
Figura 29: Resposta de Gp(s) a alteracoes do valor de duty cycle.Inıcio em D = 0.1, em 0,03 s um degrau e dado para D = 0.3 e em0,06s um degrau negativo e dado em D para D = 0.1 novamente(Malha aberta).Fonte: Autoria propria
3.5 Projeto do Circuito de Compensacao 67
Vin [V]
Iout [A]
Vout [V]
Figura 30: Resposta de Vout a variacao de tensao de entrada aos0,04s e corrente na carga Iout aos 0,06s (Malha fechada).Fonte: Autoria propria
A resposta dinamica do conversor para variacoes no duty cycle mostrada
na Figura 29 exibe o mesmo comportamento oscilatorio nos transientes de D, resul-
tando em picos de tensao de transitorio e demora na estabilizacao de ate 20ms. Esta
caracterıstica de resposta e comum em filtros LC com um fator Q maior que a unidade,
neste caso, devido a capacitancia ser de ordem maior que a indutancia do filtro, o fa-
tor Q resultante e de 10,33, logo, espera-se que o compensador deva ser capaz de
atenuar estas oscilacoes e estabilizar a tensao com maior velocidade.
Avaliando o sinal da tensao VO, o compensador consegue manter a saıda
estabilizada em regime permanente e responde bem a pequenas perturbacoes nas
variaveis de entrada do sistema: corrente de saıda e tensao de entrada. Na Figura 30,
a tensao VO e medida em regime, no instante 0,04 s um degrau em Vin e aplicado, Voe perturbado positivamente retornando ao valor de regime em menos de 5 ms apos o
degrau. Seguindo o tempo em regime, um incremento na corrente de saıda e aplicado
em 0,06 s segundos causando uma rapida queda de tensao com retorno ao valor de
regime, concluindo que o controlador esta de fato compensando perturbacoes com
uma velocidade satisfatoria.
A verificacao para oscilacoes na corrente de saıda sao mandatorias para
3.5 Projeto do Circuito de Compensacao 68
A
VA
V
Vout
Figura 31: Simulacao do comportamento da tensao do barramentopositivo atraves de uma carga modulada por um sinal de audio, si-mulando a carga de um amplificador de potencia.Fonte: Autoria propria
Vout [V]; Vsig @ 100 Hz
Vout [V]; Vsig @ 1 KHz
Vout [V]; Vsig @ 10 KHz
Figura 32: Amplitude de ripple para o sinal de audio em 100 Hz, 1kHz e 10 kHz e potencia de saıda de 62 W pico.Fonte: Autoria propria
casos em que a tensao de saıda deve manter um certo nıvel de queda de tensao, para
o caso da alimentacao de uma carga de corrente pulsante, um barramento por vez
deve fornecer potencia a carga como ja foi explanado em 2, logo, a curva de corrente
consumida pelo amplificador em apenas um barramento pode ser simplificada como
uma senoide retificada em 180.
A simulacao e feita utilizando de um controle de corrente implementado por
3.5 Projeto do Circuito de Compensacao 69
um transistor em base-comum, que modula a alimentacao de tensao a um resistor
representando a resistencia de um alto-falantes de 8 Ω acrescido de uma carga de
polarizacao em paralelo como mostrado na Figura 31.
Por ultimo, o teste de queda de tensao e verificado por toda a faixa audıvel
de frequencia do sinal de modulacao da corrente, foi escolhido sinais senoidais de en-
trada de 100 Hz, 1 kHz e 10 kHz, simulando ”graves”, ”medios”e ”agudos”de um sinal
de audio, nota-se nos resultados da simulacao mostrado na Figura 32, que em altas
frequencias a oscilacao e bastante atenuada enquanto que quando se reproduzem
graves ocorre acrescimos na ondulacao em baixa frequencia no barramento, porem
com nıveis de oscilacao ainda menores que 580 mV de pico a pico.
Os resultados obtidos em simulacao se mostraram de acordo com o projeto,
mostrando que esta aplicacao do TL431 e optoacoplador oferece bom desempenho
fazendo o uso de poucos componentes e CIs de baixo custo, alem de poder ser im-
plementado com a isolacao galvanica requerida para fontes de alimentacao.
70
4 IMPLEMENTACAO E RESULTADOS
Para comprovacao dos resultados teoricos e simulados, o conversor CA-
CC foi construıdo em uma placa de circuito impresso desenhada no software EAGLE
da Autodesk Inc. Um diagrama completo do circuito, disponıvel na Figura 33 foi pro-
jetado a partir do conversor half-bridge apresentado na Secao 2.3.1, com a saıda
alimentando a carga, seja ele uma carga resistiva ou um amplificador de audio, a
saıda e aferida a partir de um sensor de tensao, que entao e calculada a diferenca e
repassado ao isolador optico, como comentado na Secao 2.5. Apos isolado o sinal
de realimentacao, a saıda e inserida no circuito oscilador formado pelo CI SG3524,
que entrega um sinal modulado por largura de pulso ao driver de gate dos MOSFETs
presentes no conversor, como mencionado na Secao 3.3.
Sensor de Tensãoe Amplificador de Erro
Oscilador
gate
driver
Optoisolador
+Vcc
GND
-Vcc
127VAC
Amplificadorde Áudio 2 canais
Figura 33: Esquema resumido do circuito implementado.Fonte: Autoria propria
O desenho das trilhas do circuito impresso para o circuito de potencia foi
realizado seguindo algumas regras de roteamento proposto por Sha et al. (2015) para
reducao de ruıdos emitidos e captados, foram eles:
• Trilhas feitas a mais curta e reta possıvel, sendo que quanto mais larga a trilha
melhor, isso evita a criacao de indutancias parasitas causando a reducao dos
4 Implementacao e Resultados 71
picos de tensao em transientes de chaveamento;
• Reducao da area interna fısica dos loops de corrente o maximo possıvel, o que
aumenta a imunidade a ruıdos e reduz a indutancia parasita das trilhas;
• Espaco isolado entre primario e secundario, determinado pelos componentes
isolantes (transformador e optoacoplador);
• Criacao de conexao dos pontos de terra unicos para cada tipo de circuito (aci-
onamento, conversor, feedback, etc.), que consiste na divisao de conexoes ao
comum em um mesmo ponto de partida, separando a circulacao de corrente alta
de circuitos mais sensıveis a ruıdos.
O prototipo construıdo mostrado na Figura 34 inclui uma placa especial-
mente ao conversor CA-CC, com a entrada ligada a um variac de 127 V e saıda co-
nectada a duas cargas eletronicas modelo 8522 da fabricante B&K Precision, configu-
radas como resistencia fixa de 8,33 Ω, uma outra placa foi produzida destinada ao mo-
dulador PWM e acionamento dos MOSFETs alimentada por uma fonte de alimentacao
de bancada em 15 V, na sua saıda, dois sinais PWM complementares sao ligados ao
conversor por meio de um conector macho na placa moduladora e femea na placa do
conversor estatico.
Figura 34: Fotografia do prototipo implementado, na placa maioresta o conversor, ligado por meio de conectores a placa do driverdas chaves.Fonte: Autoria propria
4.1 Projeto Pratico do Snubber 72
4.1 PROJETO PRATICO DO SNUBBER
Ao iniciar a operacao do conversor, foi possıvel observar as oscilacoes em
frequencia mais alta que a de operacao do conversor e causada pela ressonancia en-
tre o capacitor de bloqueio do primario e o filtro indutivo no secundario. Esse fenomeno
mostrado na Figura 35 foi capturado nas medicoes de tensao do primario do transfor-
mador e em uma das chaves, sendo observado logo no inıcio da operacao do conver-
sor e aumentando proporcional a tensao de entrada. Essa ressonancia acaba criando
picos de tensao que normalmente ultrapassariam os nıveis seguros de operacao das
chaves semicondutoras, alem de causar comportamentos inesperados nas etapas do
conversor e ruıdos em alta frequencia em outros pontos do sistema.
Figura 35: Captura de tela da tensao de acionamento do gate (ape-nas um lado), da tensao no primario do transformador e estresseem uma das chaves semicondutoras, evidente os transitorios ocor-ridos no instante de chaveamento, causando espurios no gate.(25V/div., 1µs/div.)Fonte: Autoria propria
Como observado na captura de tela acima, sendo a curva em azul escuro
de um dos sinais de acionamento, a curva em azul claro sendo a tensao no primario
do transformador e a curva em verde a tensao entre dreno e source de uma das cha-
ves. Observa-se que na etapa de abertura de uma das chaves ocorre um transitorio
responsavel pela criacao de um grande sobressinal que ultrapassa a tensao de en-
trada, sendo atenuado apos sete ciclos. Esse transitorio tambem afetava o sinal de
acionamento das chaves semicondutoras, chegando a nıveis negativos crıticos que
4.1 Projeto Pratico do Snubber 73
poderiam danifica-las.
A solucao para atenuacao das ressonancias presentes no primario foi a
utilizacao de um circuito snubber, que e composto por uma rede RC serie posicionado
em paralelo com o primario do transformador, desse modo e possıvel abranger as duas
chaves semicondutoras quando entrarem em operacao individual na alimentacao do
transformador.
O metodo de dimensionamento dos componentes proposto em Semicon-
ductor (2012), em resumo, visa aferir a frequencia de oscilacao original para servir
de base no projeto da frequencia de corte e da dissipacao de potencia do circuito
RC a ser inserido. Para isso, inicialmente deve-se determinar o valor das componen-
tes parasitas que estao causando ressonancia (denominadas CLK e LLK) para entao
ser inserido o snubber, que passa a atuar como um circuito RLC com amortecimento
previsıvel.
stray
inductance (LLK)
VDD
RS
CS
Q1
Coss(CLK)
Q2
VDSQ2
Figura 36: Circuito equivalente com o circuito snubber adicionado.Fonte: Adaptado de Semiconductor (2012).
Primeiramente, e necessario medir a frequencia de oscilacao da ressonancia.
Uma captura de tela mostrada na Figura 37 mostra a medicao do perıodo de um ci-
clo da oscilacao, que para esse caso e de 428 ns, logo, a frequencia de ressonancia
natural e dado por:
fring0 =1
428ns= 2, 336MHz (75)
Apos determinar a frequencia fring0, deve ser adicionado um capacitor de
valor conhecido entre o primario do transformador a fim de alterar a frequencia de
ressonancia natural, e com isso, realizar novas medicoes de frequencia. Com a adicao
de um capacitor de 10 nF altera o perıodo da ressonancia para 870 ns como visto na
4.1 Projeto Pratico do Snubber 74
captura de tela da figura 38.
A nova frequencia de ressonancia e dada por:
fring1 =1
870ns= 1, 149MHz (76)
A capacitancia parasita pode ser encontrada pela equacao 77 deduzida em
Semiconductor (2012).
CLK =Cadicionado
x2 − 1(77)
Sendo que:
x =fring0fring1
=2, 336
1, 149= 2, 033 (78)
Logo, a capacitancia parasita do circuito ressonante e dado por:
CLK =10nF
2, 033− 1= 3, 193nF (79)
Com isso, a indutancia parasita responsavel pela oscilacao pode ser en-
Figura 37: Medicao do perıodo de oscilacao da ressonancia,diferenca de tempo entre pontos a e b resulta em um perıodo de428ns. (25V/div., 1µs/div.)Fonte: Autoria propria
4.1 Projeto Pratico do Snubber 75
contrada a partir da equacao da frequencia de ressonancia natural:
fring0 =1
2π√LLKCLK
(80)
Rearranjando e isolando LLK obtem-se:
LLK =1
(2πfres0)2CLK
=1
(2π ∗ 2, 336MHz)2 ∗ 3, 193nF= 1, 453µH (81)
A indutancia LLK tambem pode ser encontrada pela frequencia de oscilacao
apos a adicao do capacitor, provando que a indutancia parasita nao se altera com a
modificacao do circuito:
LLK =1
(2πfres1)2(CLK + Cad.)=
1
(2π ∗ 1, 149MHz)2 ∗ (3, 193nF + 10nF )= 1, 453µH
(82)
Apos encontrado os valores das componentes ressonantes, a modelagem
da resposta pode ser simplificada para analise conforme mostrado em Severns e Re-
duce (2006) no circuito da figura 36. A adicao da rede RC em paralelo com a ca-
pacitancia parasita torna a resposta do sistema semelhante a de um circuito RLC
convencional, que quando aplicado um degrau de tensao, a resposta tende a oscilar
ou nao dependendo do fator de amortecimento (ζ) dado pela equacao 83.
ζ =1
2Rs
√LLK
CLK
(83)
O valor de ζ e determinado conforme a necessidade do projeto, que para
esse caso, foi determinado como sendo uma resposta sobreamortecida, ou seja, ζ =
1. Com isso, o resistor pode ser determinado isolando da equacao 83. O valor de Rs
resulta em:
Rs =1
2
√1, 453µH
3, 193nF= 10, 67Ω (84)
Foi escolhido Rs como sendo 10Ω.
A determinacao do capacitor depende apenas da frequencia de corte e
do valor de Rs. Semiconductor (2012) recomenda comecar os testes a partir da
frequencia de ressonancia natural fring0. No entanto, os testes realizados em labo-
4.1 Projeto Pratico do Snubber 76
ratorio mostraram melhores resultados utilizando uma frequencia de corte em 2 MHz,
reduzindo os picos de tensao e o numero de ciclos em que o sobressinal se destacava.
O capacitor utilizado foi calculado a partir de:
Cs =1
2πRsfc=
1
2π ∗ 10, 67Ω ∗ 2MHz= 7, 96nF (85)
Adota-se um capacitor poliester de 10 nF para Cs.
Deve-se observar tambem a potencia consumida por Rs, que pode ser en-
contrado pela equacao 86 descrita por Todd (1993).
Foram utilizados dois resistores de 22 Ω de 10 W cada em paralelo para Rs.
Figura 38: Medicao realizada na chave semicondutora apos adicio-nar um capacitor de 10nF para medicao da alteracao da frequenciade ressonancia. (10V/div., 1µs/div.)Fonte: Autoria propria.
4.1 Projeto Pratico do Snubber 77
Figura 39: Medicao realizada na chave semicondutora apos adicio-nado o circuito snubber. (10V/div., 4µs/div.)Fonte: Autoria propria.
A resposta obtida apos a insercao do snubber pode ser verificada a partir
da captura de tela da Figura 39, a medicao foi feita entre o dreno e source de uma das
chaves, observa-se uma melhora na adicao da rede RC, que foi capaz de atenuar o
pico de tensao no instante de desligamento das chaves da ponte, alem de amortecer
as oscilacoes presentes.
E a partir desse resultado satisfatorio, foi possıvel operar o conversor com
a tensao de entrada e potencia de saıda desejadas sem que houvessem problemas
nas chaves ou outros componentes. Os resultados foram obtidos e divididos seguindo
uma ordem que foram realizados os testes. Primeiramente, o acionamento da ponte
foi testado ligado as chaves desenergizadas para assegurar o acionamento correto,
e entao foi elevada a tensao de entrada em corrente alternada ate o valor estipu-
lado para o projeto, este processo foi realizado aplicando corrente a uma carga resis-
tiva com a saıda do conversor CA-CC sem regulacao (malha aberta), deste modo e
possıvel observar o comportamento de todos os componentes funcionando em regime
permanente, para entao se verificar a qualidade da tensao de saıda do conversor e
alimentacao do amplificador de potencia em condicao de transitorios de slew rate alto.
4.2 Conversor em Regime Permanente 78
4.2 CONVERSOR EM REGIME PERMANENTE
Este capıtulo mostra o funcionamento do conversor em regime permanente
com uma carga nominal resistiva de 8,33 Ω entre os dois barramentos. Apos ob-
servado a estabilidade termica e os nıveis de tensao e corrente adequados, testes
envolvendo a dinamica da carga serao realizados e mostrados no capıtulo 4.3.
Comecando pela captura de tela apresentada na Figura 40, e apresentado
o formato de onda do sinal de saıda proveniente do driver de MOSFETs, os dois
nıveis de acionamento foram medidos utilizando ponteiras de prova diferenciais, mos-
trando um pequeno atraso na subida da tensao e um desbalanco no ciclo de trabalho
de 1,10%, no entanto, o acionamento esta apto para operacao. Tais efeitos podem
ser otimizados com a revisao dos resistores de gate a fim de melhorar a rapidez do
acionamento e consequentemente reduzir perdas nas chaves.
Figura 40: Captura da forma de onda defasada dos dois aciona-mentos, mostrando informacoes de ciclo de trabalho e frequencia.(5V/div., 10µs/div.)Fonte: Autoria propria.
4.2 Conversor em Regime Permanente 79
Figura 41: Captura de tela dos dois acionamentos sobrepostos (ca-nais 1 e 2), e ao mesmo tempo, mostrando a a tensao entre dreno esource das duas chaves acionadas nos canais 3 e 4. (canais 1 e 225V/div., canais 3 e 4 25V/div.,10µs/div.)Fonte: Autoria propria.
As duas chaves sao acionadas de modo alternado como e mostrado nos
sinais da figura 41, que mostra o chaveamento da tensao de barramento maxima de
177 V. Quando as duas chaves nao estao conduzindo o conversor nao apresentou
um nıvel de desbalanco perceptıvel, apresentando uma queda de tensao simetrica
no capacitor de bloqueio do transformador. Observa-se que o circuito snubber atuou
mais significativamente em tensao de entrada mais altas, com resultados satisfatorios
na filtragem, no entanto, a sua utilizacao causou uma grande fonte de perdas para a
entrada do conversor, alem do calor excessivo gerado.
Acredita-se ser necessario o reprojeto do circuito snubber pensado na reducao
da dissipacao de energia aliado a baixa amplitude de oscilacoes. No entanto, os pi-
cos de tensao dos transientes estao dentro do toleravel e o conversor pode operar
normalmente sem danos nas chaves.
A tensao no primario do transformador e apresentado na curva em verde
da Figura 42, mostrando que nao houve desbalanco de fluxo significativo devido a
diferenca no tempo de acionamento das duas chaves, alem de atingir a tensao de
entrada nominal pico a pico de 182 V. O capacitor de bloqueio foi capaz de manter
a tensao alternada, com pico a pico de 7,58 V sem nıvel contınuo significativo, como
4.2 Conversor em Regime Permanente 80
mostrado no canal em roxo da Figura 42.
Figura 42: Medicao da tensao do capacitor de bloqueio (canal 4) etensao no primario do transformador (canal 3), com informacoes detensao pico a pico. (canal 3 5V/div., canal 4 50V/div., 10µs/div.)Fonte: Autoria propria.
Figura 43: Formato de onda dos dois secundarios (canais 1 e 2) eapos a retificacao (canal 3) (100V/div., 10µs/div.)Fonte: Autoria propria.
4.2 Conversor em Regime Permanente 81
Na captura de tela da Figura 43 foi aferido a tensao nos dois enrolamentos
secundarios, alem da saıda da ponte retificadora de alta frequencia. A figura mos-
tra a simetria nas tensoes positivas e negativas no secundario do transformador, com
uma diferenca de 3,1 V pico a pico entre os enrolamentos, esse fator deve-se as
imperfeicoes no modo em que o transformador foi construıdo, no entanto, a diferenca
nao e significativa no funcionamento do conversor. A onda de tensao apos a retificacao
resulta na soma dos picos de tensao dos pulsos dos dois secundarios do transforma-
dor, resultando em uma onda pulsada positiva com valor medido de 114 V, havendo
sobressinal com picos de ate 227 V, esse fenomeno e devido a indutancias parasitas
intrınsecas as nao-idealidades na construcao do prototipo, como trilhas longas e a ma
concatenacao do fluxo no transformador. No entanto, os diodos escolhidos para a
ponte de alta frequencia toleram uma tensao de bloqueio maxima de ate 600 V, logo,
e possıvel operar o conversor com o sobressinal presente.
Verificando o modo de conducao do conversor, foi necessario aferir a cor-
rente nos dois indutores presentes no filtro de saıda, para modo de conducao contınua
deve existir um nıvel contınuo de corrente sem que haja descarregamento total do
componente passivo. Observa-se tal comportamento na medicao de corrente nos in-
dutores, a captura de tela da Figura 44 revela o nıvel de ripple e valor RMS para cada
indutor, que sao levemente diferentes por consequencia da tensao de saıda nao ser
totalmente simetrica, o que causa desbalanco na potencia suportada por cada barra-
mento. O barramento positivo manteve uma tensao maxima de 29,68 V enquanto que
o negativo apresentava 26,36 V de pico em sua saıda, como visto respectivamente
nas curvas roxa e azul-claro na captura de tela da Figura 44. O nıvel de ondulacao de
corrente do indutor presente no barramento positivo e de 360,2 mA pico a pico com
um nıvel RMS de 3,036 A enquanto que no barramento negativo o ripple presente e
de 403,1 mA com nıvel RMS de 2,711 A.
Por fim, foi aferido a tensao de entrada junto com os barramentos de saıda
em malha aberta para comprovacao do funcionamento do conversor CA-CC, e devido
a operacao com largura de pulso fixo, e possıvel observar que as oscilacoes proveni-
entes da carga e descarga do barramento de entrada, de frequencia 120 Hz, aparecem
tambem nas duas saıdas porem em menor amplitude. O barramento de entrada atinge
picos de 175 V, sendo que o valor nominal proposto era de 180 V, essa diferenca e
devido a queda de tensao na ponte retificadora somada a queda de tensao no varistor.
4.2 Conversor em Regime Permanente 82
Figura 44: Afericao da corrente nos dois indutores do filtro desaıda, sendo aplicado um zoom para observacao do nıvel de rip-ple. (1A/div., 40µs/div.)Fonte: Autoria propria.
Figura 45: Captura de tela da afericao da tensao de entrada e dasduas saıdas. (canal 1 50V/div., canal 2 e 3 25V/div., 10ms/div.)Fonte: Autoria propria.
4.2 Conversor em Regime Permanente 83
A tensao de saıda, como dito anteriormente, apresentou assimetria entre
os barramentos devido aos componentes do secundario nao serem identicos, sendo
o barramento positivo 3,62 V maior comparado ao negativo. Aproximando o zoom
nas ondas de tensao de saıda observa-se um ripple que excede a resolucao do
osciloscopio tornando as medicoes imprecisas. Outro ponto a ser observado e as
oscilacoes que iniciam no mesmo perıodo de comutacao, atingindo picos de 600 mV
no barramento positivo e 968 mV no negativo, acredita-se que com um projeto otimo
de snubbers nos diodos e chaves semicondutoras estes ruıdos de comutacao podem
ser atenuados a nıveis que nao interfira o funcionamento da carga.
Para demonstracao da eficiencia do conversor, foi aferido as grandezas de
tensao e correntes de entrada e saıdas do conversor para o calculo da eficiencia do
prototipo, considerando que o calculo foi feito sem incluir o consumo de potencia do cir-
cuito de acionamento. Os dados retirados das medicoes realizadas estao disponıveis
na Tabela 11 e o calculo de eficiencia foi feito de acordo com a Equacao 87.
η =Pout+ + Pout−
Pin
∗ 100% (87)
Parametros de Entrada
Tensao CA de entrada 124,1 V RMS
Corrente CA de entrada 2,620 A RMS
Parametros de Saıda
Tensao CC de saıda positiva 27,43 V
Corrente CC de saıda positiva 3,28 A
Potencia de saıda positiva 89,97 W
Tensao CC de saıda negativa 27,22 V
Corrente CC de saıda negativa 3,26 A
Potencia de saıda negativa 88,74 W
Calculo de Rendimento
Potencia de entrada 325,14 W
Potencia total de saıda 178,71 W
Rendimento (η) 54,96%
Tabela 11: Componentes para o circuito de compensacao.Fonte: Autoria propria.
4.3 Conversor em Regime Transitorio 84
4.3 CONVERSOR EM REGIME TRANSITORIO
Apos a conferencia dos nıveis de tensao e corrente com o conversor ope-
rando em regime permanente, ou seja, com cargas de resistencia constante, o prototipo
do conversor pode suportar duas cargas constantes de 89 W por barramento. No en-
tanto, esse cenario de carga apenas demonstra a resposta do conversor frente a taxa
de variacao nula da quantidade de carga.
Os proximos testes foram realizados buscando a visualizacao do compor-
tamento da tensao de saıda do conversor alimentando um par de amplificadores de
potencia, para a afericao da tensao de saıda alimentando um sistema em que a carga
varia em frequencia por todo o espectro de audio. O resultado entao pode ser compa-
rado a resposta com a malha de realimentacao para verificar a eficacia do sistema de
controle.
Foram aplicados sinais senoidais na entrada do amplificador com amplitude
suficiente para que a saıda nao estivesse com picos ceifados enquanto que era aferido
os nıveis de tensao do barramento positivo e negativo para os sinais de frequencia de
20 Hz, 100 Hz, 1 kHz e 10 kHz, mostrado nas Figuras 46, 47, 48, 49 e 50, respectiva-
mente. O sinal de entrada do amplificador e criado a partir de um gerador de funcoes
arbitrarias, um sinal senoidal de 350 mV pico a pico e inserido resultando em um sinal
amplificado de 35 V pico a pico, apos esses nıveis de tensao, o amplificador limitava a
potencia dissipada ceifando os picos.
A partir da injecao de carga variavel, as oscilacoes aparecem nos barra-
mentos, causando um ripple de mesma frequencia do sinal de entrada. No entanto
a amplitude da oscilacao e dependente da frequencia e ocorre com caracterıstica de
filtro passa-baixas, ou seja, as baixas frequencias sao a faixa de maior nıvel de rip-
ple, alcancando 6,46 V na frequencia de 20 Hz. A oscilacao e atenuada em altas
frequencias, apresentando uma queda de amplitude da oscilacao de 53% em 1 kHz
saltando para 88% em 10 kHz.
Com esses resultados, conclui-se que o conversor atendeu aos parametros
de potencia de saıda, no entanto e possıvel constatar a limitacao em potencia de
saıda do amplificador em baixas frequencias para malha aberta devido as quedas de
tensao, esse comportamento pode ser contornado aplicando a tecnica de regulacao
de tensao proposta e projetada na Secao 3.5, podendo assim extrair maior potencia
de saıda atenuando as oscilacoes presentes na alimentacao do amplificador.
4.3 Conversor em Regime Transitorio 85
Figura 46: Medicao da variacao da tensao de saıda conforme sinalde audio. Canal 3 sendo medido o sinal de audio senoidal em 20Hz antes da distorcao por clipping, Canal 1 e 2 sendo a tensao debarramento da fonte de alimentacao positivo e negativo, respecti-vamente. (canal 1 e 2 5V/div., canal 3 10V/div., 40ms/div.)Fonte: Autoria propria.
Figura 47: Medicao da variacao da tensao de saıda conforme sinalde audio. Canal 3 sendo medido o sinal de audio senoidal em 100Hz antes da distorcao por clipping, Canal 1 e 2 sendo a tensao debarramento da fonte de alimentacao positivo e negativo, respecti-vamente. (canal 1 e 2 5V/div., canal 3 10V/div., 10ms/div.)Fonte: Autoria propria.
4.3 Conversor em Regime Transitorio 86
Figura 48: Medicao da variacao da tensao de saıda conforme sinalde audio. Canal 3 sendo medido o sinal de audio senoidal em 1kHz antes da distorcao por clipping, Canal 1 e 2 sendo a tensao debarramento da fonte de alimentacao positivo e negativo, respecti-vamente. (canal 1 e 2 5V/div., canal 3 10V/div., 1ms/div.)Fonte: Autoria propria.
Figura 49: Medicao da variacao da tensao de saıda conforme sinalde audio. Canal 3 sendo medido o sinal de audio senoidal em 10kHz antes da distorcao por clipping, Canal 1 e 2 sendo a tensao debarramento da fonte de alimentacao positivo e negativo, respecti-vamente. (canal 1 e 2 5V/div., canal 3 10V/div., 200µs/div.)Fonte: Autoria propria.
4.3 Conversor em Regime Transitorio 87
Figura 50: Medicao da variacao da tensao de saıda conforme sinalde audio. Canal 3 sendo medido o sinal de audio senoidal em 20kHz antes da distorcao por clipping, Canal 1 e 2 sendo a tensao debarramento da fonte de alimentacao positivo e negativo, respecti-vamente. (canal 1 e 2 5V/div., canal 3 10V/div., 100µs/div.)Fonte: Autoria propria.
88
5 CONCLUSOES
Inicialmente, o seguinte trabalho abordou um pouco da historia sobre os
amplificadores de audio e a tecnologia sobre fontes de alimentacao utilizadas, em
seguida, uma comparacao entre fontes lineares e chaveadas e feita abordando a
eficiencia, custo e complexidade de projeto e entao a construcao de um conversor
chaveado para alimentacao de um amplificador estereo de 50 W por canal e proposta
para o trabalho, com o intuito de mostrar ser possıvel a utilizacao de fontes chaveadas
no audio.
A analise completa da topologia do conversor CA-CC foi apresentada e ex-
planada em etapas de operacao, em conjunto com as equacoes que regem a escolha
de componentes passivos e estresses que serao suportados pelos semicondutores.
A seguir, a proposta de utilizacao de um circuito de realimentacao utilizando os com-
ponentes TL431 e um optoacoplador foi explanada, mostrando o funcionamento da
isolacao optica e como o sinal de tensao de saıda do conversor e repassada para
realimentacao do circuito modulador de PWM, e para modelar a malha de controle,
uma explanacao do modelo em funcao de transferencia do conversor Buck (planta) foi
feita mostrando as caracterısticas comuns na resposta em frequencia dessa topologia.
Apos as abordagens teoricas acerca do conversor, carga e malha de con-
trole, o projeto do conversor se inicia delineando quais seriam as demandas de tensao
e potencia de saıda, frequencia de chaveamento e nıveis maximo/mınimo de tensao
de entrada. Esses parametros nortearam a escolha dos componentes semiconduto-
res presentes no conversor alem de denominar os nıveis de corrente na entrada do
conversor, a fim de dimensionar o fusıvel e varistor presente na entrada do prototipo.
O projeto do transformador abrangeu a escolha das dimensoes do nucleo
de formato toroidal conforme a disponibilidade, e entao foi feita a analise procurando
saber se era possıvel executar o projeto fısico de enrolamento do componente, o
mesmo foi feito para o indutor acoplado de saıda, porem utilizando o metodo de es-
colha do nucleo proposto pelo fabricante. Os dois nucleos escolhidos atenderam as
especificacoes de construcao na pratica. Com o valor do indutor de saıda escolhido,
foi possıvel dimensionar a capacitancia de saıda conforme a necessidade de manter
a tensao em nıveis seguros a carga quando ha situacoes de baixa carga.
5 Conclusoes 89
Para o acionamento das chaves, o circuito integrado SG3524 foi escolhido
devido a sua ampla opcao de configuracoes de funcionamento, sendo possıvel imple-
mentar o oscilador tanto em malha aberta quanto em malha fechada. Com o auxılio
de outro circuito integrado, o IR2110, foi possıvel acionar o MOSFET High-Side utili-
zando a tecnica de bootstrap, criando assim os sinais de saıda complementares com
referencias distintas. A implementacao do circuito auxiliar de acionamento atendeu as
expectativas, conseguindo acionar as duas chaves satisfatoriamente em malha aberta.
Apos o dimensionamento dos componentes ativos e passivos do conver-
sor estatico, a simulacao feita provou ser viavel a implementacao, resultando em um
baixo nıvel de ripple na tensao de saıda menor que 1 mV, alem de uma ampla faixa
de corrente no indutor para funcionamento em modo de conducao contınua. O pro-
jeto procurou atenuar as oscilacoes do barramento de entrada a valores praticaveis
levando em consideracao o tamanho fısico e o preco dos capacitores utilizados no
filtro, os dois componentes do filtro de entrada resultaram em uma ondulacao em re-
gime permanente de menos de 10 V sem o termistor. Com a adicao do termistor,
houve uma queda de tensao no barramento da entrada de aproximadamente 15 V, no
entanto, essa adicao resolveu problemas de picos de corrente nas primeiras cargas
do filtro de entrada e foi decidido por manter seu uso.
Seguindo com o projeto, foi necessaria a modelagem do conversor CA-CC
para estudos da resposta dinamica e o projeto do controlador, o detalhamento da ma-
lha de controle foi feito procurando atender as especificacoes de robustez na resposta
da tensao de saıda para variacoes bruscas de carga, como ocorre em amplificadores
de audio, alem de variacoes na tensao de entrada da fonte de alimentacao, isto foi con-
seguido por meio de uma sintonizacao do compensador a fim de se obter uma larga
margem de fase e um ganho alto em baixas frequencias. Os resultados de simulacao
mostraram que as oscilacoes de ressonancia do filtro LC foram atenuadas com su-
cesso em malha fechada, exibindo uma resposta que assenta rapidamente compa-
rado ao conversor sem controlador. Provou-se entao que a implementacao desse tipo
de controlador isolado e viavel e resulta em uma resposta satisfatoria na aplicacao em
alimentacao de cargas variaveis na faixa de audio, porem apresenta um certo grau de
complexidade no projeto. No entanto, a implementacao do circuito de realimentacao
nao foi realizada devido a limitacoes de prazo.
O prototipo do conversor estatico respondeu adequadamente aos testes
aplicados, sendo eles realizados alimentando cargas resistivas fixas para constatacao
dos nıveis de estresse em tensao e corrente nos componente, que suportaram aos
5 Conclusoes 90
estresses sem que houvessem danos por sobretensoes e/ou aquecimento exces-
sivo. No entanto, foi necessario a utilizacao de um circuito snubber para amortecer
as oscilacoes causadas por indutancias e capacitancias parasitas, sua utilizacao foi
necessaria, no entanto, a eficiencia do conversor foi reduzida devido a dissipacao de
potencia excessiva, que pode ser reduzida realizando uma otimizacao na escolha dos
componentes do amortecedor. Os testes utilizando carga dinamica se mostraram sa-
tisfatorios, sendo capaz de operar um amplificador de audio sem a adicao de ruıdos
audıveis ou harmonicas oriundas dos transitorios de chaveamento do conversor. Logo,
o estagio de transformacao de energia junto com o acionamento se mostraram com-
petentes para a funcao de alimentacao de amplificadores analogicos.
Por fim, propoe-se as melhorias e acoes para trabalhos futuros, sendo eles:
• Implementacao do circuito isolado em malha fechada para comprovacao da via-
bilidade e dos resultados obtidos em simulacao.
• Construcao de uma placa de circuito impresso que integre o conversor e os cir-
cuitos auxiliares, utilizando de boas praticas para o projeto da placa a fim de
evitar ao maximo ruıdos eletromagneticos conduzidos e irradiados.
• Refazer o projeto visando a otimizacao do circuito snubber.
• Implementacao de circuitos de protecao contra sobrecorrente, sobretensao e
curto-circuito na saıda do conversor.
• Realizar testes com outras topologias de amplificadores de audio transistoriza-
dos.
• Estudar a implementacao de um filtro EMI entre a entrada da rede eletrica e
o conversor CA-CC a fim de adequar esse projeto de fonte de alimentacao as
normas vigentes para utilizacao em equipamentos de audio domesticos e profis-
sionais.
• Realizar medicoes de ruıdo de fundo de escala do amplificador estudado e com-
parar com medicoes realizadas utilizando outras tecnologias de conversores cha-
veados.
91
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