Provas de Doutoramento Modelação Não Linea de T ansísto es de Provas de Doutoramento Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas Pedro Miguel Cabral Orientador: Prof. José Carlos Pedro Co-Orientador: Prof Nuno Borges Carvalho Co-Orientador: Prof. Nuno Borges Carvalho 20/12/2006 1. Introdução Este trabalho insere-se na área de electrónica de rádio-frequência (RF) e microondas e visa a formulação, extracção e validação de um modelo não-linear de transístores de elevada mobilidade electrónica (HEMT), baseados na tecnologia emergente de Nitreto de Gálio (GaN). Um modelo não linear para este novo tipo de dispositivos é fundamental Ped Um modelo não-linear para este novo tipo de dispositivos é fundamental para se poder tirar partido das expectativas criadas à volta de A lifi d d P ê i GN d bi di ã l d ro M. Cabral Amplificadores de Potência, em GaN, de baixa distorçãoeelevada eficiência. Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 2 20/12/06
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Modelação Não Linea de T ansísto es de Modelação Não-Linear de ... · Amplificadores e Potência, em GaN, e baixa distorçãoeelevada eficiência. Modelação Não-Linear de
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Provas de Doutoramento
Modelação Não Linea de T ansísto es de
Provas de Doutoramento
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas
Pedro Miguel Cabral
Orientador: Prof. José Carlos PedroCo-Orientador: Prof Nuno Borges CarvalhoCo-Orientador: Prof. Nuno Borges Carvalho
20/12/2006
1. Introdução
Este trabalho insere-se na área de electrónica de rádio-frequência (RF)
e microondas e visa a formulação, extracção e validação de um modelo
não-linear de transístores de elevada mobilidade electrónica (HEMT),
baseados na tecnologia emergente de Nitreto de Gálio (GaN).
Um modelo não linear para este novo tipo de dispositivos é fundamental
Ped
Um modelo não-linear para este novo tipo de dispositivos é fundamental
para se poder tirar partido das expectativas criadas à volta de
A lifi d d P ê i G N d b i di ã l d
ro M
. Cab
ral
Amplificadores de Potência, em GaN, de baixa distorção e elevada
eficiência.
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 2
20/12/06
1. Introdução (cont.)
Propriedade Unidades Si GaAs SiC GaN
Algumas propriedades eléctricas de materiais semicondutores
Propriedade Unidades Si GaAs SiC GaN
Energia da Banda Proibida
eV 1.1 1.42 3.26 3.49
Campo Eléctrico X 106 V/cm 0 3 0 4 3 0 3 0
pCrítico
X 106 V/cm 0.3 0.4 3.0 3.0
Constante Dieléctrica - 11.8 12.8 10.0 9.0
CondutividadeCondutividade Térmica
W/(cm-K) 1.5 0.5 4.5 >1.5
Mobilidade Electrónica
cm2/(V.s) 1500 8500 700 1000-2000
V l id d S t d 0 3 2 0 3
Ped
Velocidade Saturada (pico) dos Electrões
X 107 cm/s1.0
(1.0)1.3
(2.1)2.0
(2.0)1.3
(2.1)
A combinação destas propriedades pode levar a dispositivos, baseados em ro M
. Cab
ral
ç p p p p ,materiais como o SiC e GaN, a conseguirem lidar com maiores densidades depotência de um modo mais eficiente, quando comparados com transístoresbaseados em semicondutores já existentes, como o Si e GaAs.
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 3
1. Introdução (cont.)
E t d d A t
Apesar de vários modelos globais não lineares tenham sido já propostos paramuitos tipos de dispositivos, ainda não foi proposto nenhum para HEMTs em GaN
Estado da Arte
G L R
muitos tipos de dispositivos, ainda não foi proposto nenhum para HEMTs em GaNdesenhado para reproduzir as características de distorção do dispositivo.
Green e LeeCurtice Cúbico
RaayAngelov-Zirath
Sem capacidade de prever IMD
Não são apresentados dados de IMD
Ped
Como o dispositivo tem uma estrutura HEMT, a primeira escolha para a descriçãofuncional não linear de iDS(vGS,vDS) foi o conhecido Modelo de Chalmers, ou Modelod A l Zi th l t it G A HEMT
ro M
. Cab
ral
de Angelov-Zirath, consensualmente aceite para GaAs HEMTs.
Maior Vantagem: Capacidade de reproduzir a forma da transcondutância dedi iti HFET
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 4
dispositivos HFET.
1. Introdução (cont.)
Avaliar a capacidade do Modelo de Chalmers em prever o comportamento dos dispositivos GaN
40Class C
Pout e IM3 Medidos and Simuladoscom o modelo de Chalmers
@ Classe C, AB e A & VDS = 6V0
Class C
IM3
(dB
m)
FUND
@ Classe C, AB e A & VDS 6V
DUTf1 f2 f1 f22f1-f2 2f2-f1
5 0 5 1010 15
-40
-80
ModelledMeasured
Po
ut
& I
IMD
DUT -5 0 5 10-10 15Pin (dBm)
40Class AB
40Class A FUND
Ped
0
& IM
3 (d
Bm
) FUND
0
& IM
3 (d
Bm
)
ro M
. Cab
ral
-5 0 5 10-10 15
-40
-80
Modelled
Measured
Po
ut
&
IMD
-5 0 5 10-10 15
-40
-80
Pi (dB )
Modelled
MeasuredP
ou
t &
IMD
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 5
Pin (dBm) Pin (dBm)
1. Introdução (cont.)
Comparação entre a melhor aproximação conseguida pelo Modelo de Chalmers e as medidas de Gm(vGS) and Gm3(vGS).
0.20
0.30Modelled
Measured
Resultados para Gm(vGS) não podem ser considerados dramaticamente maus
0
0.10
Gm (
A/V
) considerados dramaticamente maus.
-0.10-8 -6 -4 -2 0
Vgs (V)
0.30Modelled
Measured
Ped
0.10
0.20
Gm
3 (
A/V
3 )
Falha completamente as derivadas de ordem mais elevada, em ro
M. C
abral-0.10
-8 -6 -4 -2 0
0
G
,particular ∂ 3iDS/∂ vGS3,
comprometendo assim a previsão de IMD.
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 6
-8 -6 -4 -2 0Vgs (V)
1. Introdução (cont.)
A dificuldade do Modelo de Chalmers em reproduzir a característica I/V de umHEMT vem, provavelmente da sua maior vantagem!
Descreve iDS(vGS) com uma tanh.
Produz Gm(vGS) com a forma sech(vGS)2. Como é sabido, esta é uma função simétrica em torno do pico de transcondutância.
Ped
Gm(vGS) notoriamente distinto daquela que foi extraído directamente das medidas de parâmetros S.
ro M
. Cab
ral
Já que não existem modelos capazes de prever as características de IMD destes dispositivos GaN, existe uma necessidade real de desenvolver um modelo capaz de
satisfazer estes requisitos
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 7
satisfazer estes requisitos. (provado pelo interesse de uma empresa Norte-Americana – Nitronex Corp.)
Objectivo:
1. Introdução (cont.)
Objectivo:• Formular, extrair, implementar e testar um modelo não-linear de circuitoequivalente para transístores de elevada mobilidade electrónica em Nitreto deGálio, capaz de prever com precisão as características de potência de saída,distorção de intermodulação e eficiência dos dispositivos.
Metodologia:
• Caracterizar os transístores e detectar semelhanças/diferenças comdispositivos de outras tecnologias;
• Ajustar um modelo já existente ou propor um novo bem como todo o sistemade extracção;
Ped
de extracção;
• Validar o modelo não-linear ao nível do transístor e sob uma aplicação real;
• Avaliar a robustez do modelo proposto, considerando a variabilidade do ro M
. Cab
ral
p p ,desempenho observado;
• Mostrar a aplicabilidade do modelo com o estudo das conversões AM/AM e
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 8
AM/PM.
Organização da Apresentação
1. Introdução
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear í á
1. Introdução
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear í ápara Transístores de Nitreto de Gálio (GaN)
3. Validação do Modelo Não-Linear
para Transístores de Nitreto de Gálio (GaN)
3. Validação do Modelo Não-Linear
4. Robustez do Modelo Não-Linear
5 Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
4. Robustez do Modelo Não-Linear
5 Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
Ped
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
6. Conclusões Finais
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
6. Conclusões Finais
ro M
. Cab
ral
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 9
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear
Os dispositivos usados foram HEMTs de GaN num substrato de Si encapsuladosOs dispositivos usados foram HEMTs de GaN, num substrato de Si, encapsulados numa package para transístores de elevada Potência para RF e microondas.
PedHEMT de GaN Versão ampliada do interior da
package ro M
. Cab
ral
package
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 10
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
Função de TransferênciaCaracterísticas I V sob
1.0Vgs = 0 V
1.0
Função de Transferência iDS(vGS) e Gm(vGS) @ vDS const = 6 V
Características I-V sob condições estáticas
0.6
0.8
s[A
]
V 2 V
Vgs = -1 V
g
Gm
[S
]
0.6
0.8
Gm MAX = 0.330 S
0.2
0.4
Ids
Vgs = -3 V
Vgs = -2 V
Ids
[A]
&
0.2
0.4
Ped
0 2 4 6 8 100
Vds (V)
Vgs =- 5 V
Vgs = -4 V
Vgs [V]-8 -6 -4 -2 0
0
ro M
. Cab
ral
Transístor de Deplecção com uma Vpinch off ≈ -4.3 V consumindo um máximo de 1 A quando a VGS = 0 V.
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 11
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
Topologia do Modelo de Circuito Equivalente usado incluindo elementos Extrínsecos e Intrínsecos:
R31 C31
+
-
Rg RdLg
R11 R21
R
Cgs
Cgd
CdsI (V ' V ')
G D
Vgs'Vds'
+
-
Lg_B LdLd_B
D
D2
Cpg Cpd
Rs
C11 C21
RiIds(Vgs ,Vds )
Intrinsic
D1
Ped
S
ExtrinsicLs
ro M
. Cab
ralTrês redes R-C tentam reproduzir o impacto da estrutura p-Si/GaN/metal, especialmente uma f t t i ti b d â t S btid C ld F t
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 12
forte componente resistiva observada nos parâmetros S obtidos em Cold-Fet.
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
Extracção dos Elementos Lineares
Di iti d ti dDispositivos destinados a integrar amplificadores
de potência muito eficientes e de baixa
Cgd , Cds e Riconsiderados invariantes
com vGS
Operam na Zona de Saturação
eficientes e de baixa distorção
GS
Ped
Usando o Método de Dambrine
Extracção de todos os Elementos Extrínsecos e ro
M. C
abral
DambrineIntrínsecos Lineares
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 13
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
• iDS(vGS,vDS)
Extracção dos Elementos Não-Lineares
DS( GS, DS)
Utilização de um modelo desenvolvido para Si LDMOS que permite um controloUtilização de um modelo desenvolvido para Si LDMOS que permite um controlo
independente de quão abrupto é o turn-on, da subsequente suavidade da
saturação e largura do máximo de Gm(vGS).
• Formulação do Modelo
Ped
Construção passo a passo da função iDS(vGS,vDS)
ã
ro M
. Cab
ral
Em cada passo: Situação actual vs Forma Final de iDS(vGS,vDS)
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 14
Passo 1: Deslocamento linear2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
Passo 1: Deslocamento linear
Parâmetro envolvido: VT
( ) TGSGSGS Vvvv −=1
( ) TGSGSGS Vvvv −=1 ( ) TGSGSGS Vvvv −=1
2.0
2.5
3.0
1.0
1.5
Ped0.5
1.0
1.5
VT
vG
S1(
V)
0
0.5
i DS/I
dss
ro M
. Cab
ral
-3 -2 -1 0 1 2 3-0.5
VGS (V)
VT1 VT2VT3
0
-6 -5 -4 -3 -2 -1 0
0
vGS (V)
-0.5
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 15
Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de v2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
( ) ( ) ⎟⎠⎞⎜
⎝⎛ Δ+−Δ+−+−= 2222
2 2
1VKVKvvvvv GSGSGSGSGS
Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de vGS
⎠⎝2
( ) ( )1
Δ=0 VK=0
( ) ⎟⎞⎜⎛ ΔΔ221
Parâmetros envolvidos: VK e Δ
( ) ( )VKVKvvvvv GSGSGSGSGS −−+−=2
12
6
VK3
( ) ⎟⎠⎞⎜
⎝⎛ Δ−Δ++−= 22
2 2
1GSGSGSGSGS vvvvv
2
4
-2
2
VK
VG
S2 (
V)
VK1
VK2VK
-4
-2
0Δ
VG
S2
(V)
VK
Ped
-6
VK
VKVK VK 10
-8
-6
VK ro M
. Cab
ral
-10 -6 -2 2 6 10-10
VGS (V)
VK2VK1 VK3 -10 -5 0 5 10 15 20-10
VGS (V)
VK representa a tensão vg para a qual o dispositivo satura
Δ controla a suavidade da transição entre a zona linear e a saturação
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 16
dispositivo satura linear e a saturação
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de v (cont )
⎞⎛1
Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de vGS (cont.)
( ) ( ) ⎟⎠⎞⎜
⎝⎛ Δ+−Δ+−+−= 2222
11112 2
1VKVKvvvvv GSGSGSGSGS
1.5
1.0
0.5
i DS/I
dss
Ped
0
-0 5
i
ro M
. Cab
ral
-6 -5 -4 -3 -2 -1 0VGS (V)
-0.5
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 17
Passo 3: Controlo do Turn-on2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
Passo 3: Controlo do Turn-on
Fornece uma função aproximante ao turn-on do dispositivo sempre diferenciável
( ) ( )VSTvGSGS
GSeVSTvv +⋅= 1ln3
Parâmetro envolvido: VST
( ) ( )VSTvGSGS
GSeVSTvv 21ln23 +⋅=( ) ( )VSTvGSGS
GSeVSTvv +⋅= 1ln3
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
Ped
0
0.5
i DS/I
dss
0.5
1.0
1.5
VG
S3 (
V)
ro M
. Cab
ral-6 -5 -4 -3 -2 -1 0
0
VGS (V)
-0.5-3 -2 -1 0 1 2 3
-0.5
0
VGS (V)
VST
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 18
VGS (V)
Passo 4: Transição entre Turn-on e Saturação2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)
( ) plinGS
GSDSv
vvi ⋅=
2
1 β
Passo 4: Transição entre Turn-on e Saturação
L
pGS
V
v+1
Turn-on exponencial seguido deuma zona quadrática que para
Parâmetros envolvidos: VL, plin e β
1.5
uma zona quadrática que, paravalores elevados de vGS selineariza.
Boa concordância entre medidas e simulaçõesPin (dBm)
-15 -10 -5 0 5 10 15
-60
-80
ModelledMeasuredClass AB
-15 -10 -5 0 5 10 15
-60
-80
Pin (dBm)
ModelledMeasuredClass AB
IMD
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 33
Boa concordância entre medidas e simulações
Organização da Apresentação
1. Introdução
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear í ápara Transístores de Nitreto de Gálio (GaN)
3. Validação do Modelo Não-Linear
4. Robustez do Modelo Não-Linear
5 Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
Ped
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
6. Conclusões Finais
ro M
. Cab
ral
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 34
4. Robustez do Modelo Não-Linear
Novo conjunto de 11 transístores (já comerciais).
1 0
Características I-V sob condições estáticas
HEMT d G N
0.8
1.0
HEMT de GaN
0.4
0.6
I DS (
A)
Q
Ped
0.2
0 ro M
. Cab
ral
Versão ampliada do interior da
0 10 20 30 400
VDS (V)
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 35
ppackage
Variação 3D das componentes fundamentais e de distorção
4. Robustez do Modelo Não-Linear (cont.)
Variação 3D das componentes fundamentais e de distorção com Vgate e Pin
Ped
ro M
. Cab
ral
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 36
4. Robustez do Modelo Não-Linear (cont.)
Erro médio quadrático entre medidas e a resposta média dosErro médio quadrático entre medidas e a resposta média dos 11 transístores
ΔVT=0.2V
Ped
ro M
. Cab
ral
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 37
4. Robustez do Modelo Não-Linear (cont.)
Comparação entre o Modelo e a resposta média
40 40 40Class C Class AB Class A
ΔPout=1.5dBComparação entre o Modelo e a resposta média
dos 11 transístores
-20
0
20
40
ou
t [d
Bm
]
ModelledMeasured
-20
0
20
40
Po
ut
[dB
m]
ModelledMeasured
-20
0
20
40
Po
ut
[dB
m]
ModelledMeasured
-5 0 5 10 15 20-10 25
-40
-60
P
40ModelledM d
-5 0 5 10 15 20-10 25
-40
-60
P
40ModelledMeasured
-5 0 5 10 15 20-10 25
-40
-60
P
40ModelledMeasured
-40
-20
0
20
Po
ut
[dB
m]
Measured
-40
-20
0
20
Po
ut
[dB
m]
Measured
-40
-20
0
20
Po
ut
[dB
m]
Measured
Ped
-5 0 5 10 15 20-10 25
40
-60
20
40
]
ModelledMeasured
-5 0 5 10 15 20-10 25-60
20
40
]
ModelledMeasured
-5 0 5 10 15 20-10 25-60
20
40
m]
ModelledMeasured
ro M
. Cab
ral
-40
-20
0
60
Po
ut
[dB
m]
-40
-20
0
-60
Po
ut
[dB
m
-40
-20
0
-60
Po
ut
[dB
m
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 38
-5 0 5 10 15 20-10 25-60
Pin [dBm]-5 0 5 10 15 20-10 25
60
Pin [dBm]-5 0 5 10 15 20-10 25
60
Pin [dBm]
Organização da Apresentação
1. Introdução
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear í ápara Transístores de Nitreto de Gálio (GaN)
3. Validação do Modelo Não-Linear
4. Robustez do Modelo Não-Linear
5 Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
Ped
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
6. Conclusões Finais
ro M
. Cab
ral
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 39
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM (cont.)
Os Efeitos de memória longa podem ter diversas origens:
• Inerentes ao dispositivo activo – Efeitos Térmicos e Armadilhas de Portadores (Traps);
• Impostos por circuitos externos – Malhas de Polarização.VG VD
Biaseffects
v (t)
Z0
Z0
Ped
vRF(t)Z0
Thermal and Trappingeffects
ro M
. Cab
ral
Provas de efeitos dinâmicos podem aparecer sobre a forma de Histerese nos gráficos de AM/AM e AM/PM.
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 40
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM (cont.)
Se a LB de informação se estende desde DC até alguns MHz e se a impedância da malha de polarização varia dentro dessa gama de frequência, a resposta do
+VDD
p ç g q pamplificador pode apresentar efeitos de memória.
LB j0.5
j1
j2
Linear
DynamicCB
0 2 0 5 1 2
j0.2
0000
Ped
iDS(t)
vDS(t)Dynamic
Matching
Network
0.2 0.5 1 2
-j0.2
ro M
. Cab
ral
-j0.5
-j1
-j2
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 41
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM (cont.)
Ci it Si l d
DCVoltage Source
Circuito Simulado
Bias T não-ideal:+VGG +VDD
RFCLBZL(ω)
DC- 4.2 + 20
v t(t)
Bias T não-ideal:
LB=0.318mH CB=500pF Frequência Central (fc=900MHz);
4 Frequências de modulação.
Rs CB
vout(t)
Carga:R=50ΩC=1.8pF
vin(t)GaN Model
C 1.8pFZL(2ω)->cc
Versão simplificada d d l d i i
fm2
Ped
( )[ ] ( )ttAtv cmin ωω coscos1)( ⋅+⋅=
do modelo de circuito equivalente
Sinal AM c/índice de ZL(ω)
10kHz
250kHz
fm2
fm3
m2
indutivafm3
indutiva/
capacitiva f ro M
. Cab
ral
modulação unitário
Z
10Hz1MHz
fm1
fm4 fm4
capacitiva
pfm1
cc
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 42
1 F ê i d M d l ã f
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM (cont.)
1. Frequência de Modulação fm1
Análise estática → não serão visíveis efeitos de memória longa
nos gráficos de AM/AM.10kH
fm2
30
40fm1 = 10 HzZ
L(ω)
10Hz
10kHz
250kHz
fm1
fm4
fm3 Conversão AM-AM Dinâmica
10
20
30
_A
M [
dB
]1MHzm4
Assímptota
t t
0
10
-10
AM
_ constante para
sinais fracos
Ped
Como não são considerados nem efeitos térmicos
nem traps, a presença de efeitos de memória
-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm] Na saturação, o
gráfico de AM/AM
seguirá uma recta ro M
. Cab
ral
p , p ç
longa (histerese nas curvas AM/AM) na zona de
potências médias dependerão apenas da ZBB
apresentada à saída do transístor
seguirá uma recta
de declive 1dB/dB.
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 43
apresentada à saída do transístor.
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM (cont.)
2 F ê i d M d l ã f 3 F ê i d M d l ã f
10kHzfm2
2. Frequência de Modulação fm2 3. Frequência de Modulação fm4
10kHzfm2
ZL(ω)
10Hz
250kHz
1MHz
fm1
fm4
fm3
ZL(ω)
10Hz
250kHz
1MHz
fm1
fm4
fm3
1MHz 1MHz
30
40fm2 = 10 kHz
Conversão AM-AM Dinâmica
30
40fm4 = 1 MHz
Conversão AM-AM Dinâmica
Ped10
20
M_
AM
[d
B]
10
20
M_
AM
[d
B]
ro M
. Cab
ral
-20 -10 0 10 20 30-30 40
0
-10
AM
-20 -10 0 10 20 30-30 40
0
-10
AM
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 44
-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm]
-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm]
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM (cont.)
4. Frequência de Modulação fm3
10kHfm2
ZL(ω)
10Hz
10kHz
250kHz
fm1
fm4
fm3
1MHzm4
30
40fm3 = 250 kHz
Conversão AM-AM Dinâmica
Ped10
20
30
_A
M [
dB
]
ro M
. Cab
ral
20 10 0 10 20 3030 40
0
-10
AM
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 45
-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm]
Organização da Apresentação
1. Introdução
2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear í ápara Transístores de Nitreto de Gálio (GaN)
3. Validação do Modelo Não-Linear
4. Robustez do Modelo Não-Linear
5 Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
Ped
5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM
6. Conclusões Finais
ro M
. Cab
ral
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 46
6. Conclusões Finais
E t t b lh t i t t t ib i ã d l ã d• Este trabalho representa uma importante contribuição na modelação de
dispositivos activos fabricados em GaN;
O d l ã li d i it i l t i i d t t b lh f i• O modelo não-linear de circuito equivalente, originado neste trabalho, foi o
primeiro capaz de prever as características de distorção, observadas em HEMTs
de GaN;de Ga ;
• O procedimento de extracção aqui detalhado, alivia a necessidade de utilizar
optimização não-linear;p ç ;
• A extensa comparação entre resultados experimentais e medidos é também
considerada muito valiosa e pode servir como termo de comparação para futuros
Ped
p p ç p
trabalhos de modelação envolvendo GaN;
• A aplicação do modelo ao estudo do impacto da impedância de saída nas ro M
. Cab
ral
p ç p p
conversão AM/AM pode também ajudar a compreender e a compensar os efeitos
de memória estáticos e dinâmicos.
Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 47