Proyecto Medidas Electrónicas II 2017 Jammer tri-banda Grupo 1 Docente: Ing. Alejandro Henze Ayudante: Ing. Guillermo Monasterios Luciano Alvarez ([email protected]) Juan Baglietto ([email protected]), Juan Ignacio Battaglino ([email protected]), Michel Hidalgo ([email protected])
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Jammer tri-banda · Para facilitar la valoración y comparación de diferentes tipos de señales, se utiliza el generador de seña-les Agilent N9310A, fácilmente programable. El
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Proyecto Medidas Electrónicas II2017
Jammer tri-bandaGrupo 1
Docente: Ing. Alejandro HenzeAyudante: Ing. Guillermo Monasterios
12. Anexo 1. Automatización de barrido con generador Agilent N9310A 42
13. Anexo 2. Hojas de datos 44
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1. Antecedentes
Un jammer es un dispositivo que permite deliberadamente interferir, e idealmente bloquear, un dispo-sitivo receptor. Durante la Segunda Guerra Mundial, con el rápido avance de las comunicaciones y de lossistemas de detección y telemetría (como por ejempo, radares), surgen en forma simultánea, como contra-medida, los primeros diseños de este tipo de dispositivos partiendo de la premisa de que, transmitiendo conla suficiente potencia en el mismo espacio de frecuencias que la comunicación a inhibir utiliza, es posible,si no saturar, al menos elevar el piso de ruido de los receptores involucrados, anulándolos. Desde entonces,múltiples variaciones se han desarrollado, muchas tomando ventaja de los principios de operación de losenlaces a interferir, con diferentes objetivos:
irradiando pulsos en una dirección dada, ocultado un objeto bajo el ruido para el radar;transmitiendo e interfiriendo la comunicación empleando la misma modulación que el receptor;afectando los canales de control de los protocolos de los enlaces que busca inhibir;etc.
Hoy en día, aunque de uso casi exclusivamente militar, los jammers encuentran aplicación en el blo-queo de redes móviles y/o de área local en instituciones y/o empresas donde el resguardo de informaciónsensible sea de suma importancia.
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2. Especificación
2.1. Radio de cobertura
El prototipo debe interferir en un radio r de al menos 5m.
2.2. Redes afectadas
El prototipo debe interferir las siguientes redes de comunicación móvil, listadas junto con sus paráme-tros de relevancia ([2], [3], [1]):
Adicionalmente, se busca afectar los siguientes protocolos de red local inalámbricos (WLAN), listadostambién junto con sus parámetros de relevancia ([5], [6], [7]) para este diseño:
Protocolo ∆B (MHz) PMAX (dBm) SINRMIN (dB)
WiFi 802.11b/g/n [2400,0; 2500,0] +30,0 +4,0
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3. Diseño
Dada la disparidad en los esquemas de modulación y en los protocolos de capa de enlace de cada unade las redes a afectar, la metodología a emplear es la de denegación de servicio por reducción de la relaciónseñal a ruido S
N . Si bien genérica y en su construcción la más simple, esta implementación es particular-mente ineficiente en comparación con otras, específicamente diseñadas para afectar un protocolo particular(con conocimiento del esquema de modulación, la mecánica de las capas de enlace, red y/o transporte,etc.). Asímismo, la relativa lejanía en los anchos de banda ocupados requiere la utilización de cadenas am-plificadoras y elementos radiantes para cada uno de ellos (o más genéricamente, para cada intervalo defrecuencias, donde la conformación de los mismos estará dada fundamentalmente por el desempeño de lasantenas).
Dada la técnica de jamming a utilizar, se apunta a afectar el canal de recepción (o downlink) de los dis-positivos objetivo. Definimos entonces, en forma preliminar para guiar el diseño, tres (3) intervalos defrequencias o bandas a interferir:
1. Banda I [758,0MHz; 803,0MHz] ∪ [869,0MHz; 894,0MHz]
Comprende redes LTE700, GSM850 y UMTS850.
2. Banda II [1930,0MHz; 1990,0MHz]
Comprende redes GSM1900 y UMTS1900.
3. Banda III [2110,0MHz; 2155,0MHz] ∪ [2400,0MHz; 2500,0MHz]
Comprende redes LTE1700 y WiFi 802.11 b/g/n.
La señal interferente se sintetiza desde una única fuente o generador que barre en tiempo y secuen-cialmente las bandas descriptas. Se simplifica el diseño notablemente de esta forma. La potencia de señalinterferente se distribuye, en principio, equitativamente hacia las distintas cadenas amplificadoras.
Dadas las limitaciones en la manufactura de los bloques que componen este prototipo, el sistema sedimensiona acorde a los requerimientos y a los recursos disponibles, con lo cual el cumplimiento de losprimeros estará sujeto a condiciones de operación (en particular de la distancia al equipo transmisor, celdao AP, según corresponda).
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4. Implementación
4.1. Generación de señal
Para facilitar la valoración y comparación de diferentes tipos de señales, se utiliza el generador de seña-les Agilent N9310A, fácilmente programable. El mismo cubre todas las bandas de interés.
Figura 4.1. Generador de señal Agilent N9310A
Parámetro Valor típico
Zo 50Ω∆B [9kHz; 3GHz]
PoMAX+13dBm
ROEρ < 1,8
4.2. Distribución de señal
Se utiliza el divisor de potencia de tres (3) salidas, o cuatro(4) puertos, MiniCircuits SEPS-3-33+, que semuestra en la figura 4.2.
Figura 4.2. Divisor de potencia MiniCircuits SEPS-3-33+
No es factible el prototipado rápido del layout recomendado por el fabricante, con lo cual se recurre a lacorrespondiente placa de prueba MiniCircuits TB-513+.
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4.3. Amplificación de señal
La selección está fuertemente ligada a la factibilidad del prototipado de las cadenas amplificadoras.Nuevamente, no es posible producir los layouts especificados por los fabricantes. Se recurre entonces albloque de ganancia Qorvo ECG008B 4.3, el cual presenta un desempeño modesto en todas las bandas deinterés, tanto en ganancia como en pérdidas de retorno, y un factor de forma (SOT-89) de fácil manipulación,montado en la placa de prototipo Twin Industries MP-1. Ésta última ha sido diseñada para el montaje enun gabinete especial, con un costo prohibitivo en esta etapa del desarrollo. Por ello, se manufactura dichogabinete a partir de las piezas Hammond 1550Z101.
Figura 4.3. Bloque de ganancia Qorvo ECG008B
4.4. Irradiación de señal
En la figura 4.4 se muestra una de los elementos radiantes disponibles. Este en particular requirió laadquisición de un adaptador SMA hembra a RP SMA hembra (un estándar para este tipo de elementos).
Figura 4.4. Antena WiFi
En la figura 4.5 se muestra la caracterización de tres (3) antenas omnidireccionales, todas con una im-pedancia caracteristica Zo = 50Ω, utilizando el analizador de redes vectoriales KeySight N9917A, previacalibración con kit TOSM provisto por el departamento. Un
Comparativamente, el dipolo B presentará menos pérdidas por desadaptación que el dipolo A, por loque éste último se descarta.
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0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
Frecuencia [GHz]
−35
−30
−25
−20
−15
−10
−5
0
5
Mag
nit
ud
[dB
]
Caracterizacion de S11
Dipolo GSM/UMTS
Dipolo WiFi A
Dipolo WiFi B
Figura 4.5. Caracterización de parámetros S11 de antenas
8
5. Simulación
Para la simulación, se utilizó el software de código libre Qucs.
5.1. Caracterización del prototipo
Empleando los parámetros S suministrados por los fabricantes de los dispositivos de amplificación ydistribución de señal, se simula la caracterización de parámetros S del prototipo visto como sistema decuatro (4) puertos. Ésto se muestra debajo en las figuras 5.1 y 5.2.
Figura 5.1. Esquemático del equipo como sistema de 4 puertos
5.2. Potencias transmitidas
Empleando los parámetros S medidos para los elementos radiantes junto con las especificaciones parael generador de señal, se simulan las potencias transmitidas hacia el prototipo y hacia el espacio radio-eléctrico a través de los elementos radiantes. En la figura 5.3 se muestra el uso que se hace de acopladoresdireccionales ideales en cada uno de los puertos del prototipo para la medición de potencias desarrolladaso útiles en cada puerto.
En la figura 5.4 se meustran los resultados.
9
0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
Frecuencia [GHz]
8.4
8.6
8.8
9.0
9.2
9.4
9.6
9.8
10.0
Mag
nit
ud
[dB
]Caracterizacion de SN1
S21
S31
S41
Figura 5.2. Caracterización de parámetros S21 del equipo en simulación
Figura 5.3. Arreglo para medición de potencia, con acopladores direccionales ideales
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0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
Frecuencia [GHz]
14
16
18
20
22
24
Pot
enci
a[d
Bm
]
Potencias transmitidas
PINPBANDAIPBANDAIIPBANDAIII
Figura 5.4. Potencias transmitidas por el equipo en simulación
5.3. Rango de cobertura
Para estimar una cota mínima (peor caso) para el rango de cobertura del prototipo en cada una de susbandas de operación, se considera únicamente la atenuación de espacio libre [4].
Ésto se constituye como un mejor caso para el transmisor del sistema de comunicaciones a interferir,pues se desprecian fenómenos como la interferencia por propagación multitrayecto, la dispersión y re-flexión de señales producto de estructuras edilicias en el camino de propagación, el desplazamiento enfrecuencia que observan los receptores en movimiento por efecto Doppler, etc.
Asumiendo antenas isotrópicas, podemos definir entonces un radio de cobertura r = f(d), donde d esla distancia entre el dispositivo y el equipo transmisor (celda o AP, según corresponda).
P JAMMERoMAX
(f, r) ≥PCELDAoMAX
(f, d− r)
SINRMIN(5.2)
P JAMMERoMAX
(c
4πrf
)2
≥PCELDAoMAX
(c
4π(d−r)f
)2
SINRMIN(5.3)
d
r− 1 ≥
√PCELDAoMAX
P JAMMERoMAX
SINRMIN(5.4)
r ≤ d√PCELDA
oMAX
PJAMMERoMAX
SINRMIN+ 1
(5.5)
11
101 102 103
Distancia [m]
100
101
102
Rad
io[m
]
Radio de cobertura r = f (d)
LTE 700
GSM 850
UMTS 850
GSM 1900
UMTS 1900
LTE 1700
WiFi 2.4
Figura 5.5. Radio de cobertura r = f(d) para cada banda en simulación
En la figura 5.5 se muestran las curvas para cada red, considerando la frecuencia superior de la bandade recepción (donde la atenuación de espacio libre es máxima) con las potencias que las simulaciones hanarrojado.
Se observa así que a una distancia de aproximadamente 120m de la celda celular se logra cumplimentarla especificación para las redes móviles. Para la red de área local inalámbrica, 10m son suficientes.
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6. Rediseño
Al realizar el barrido de las bandas de interés mediante antenas conectadas directamente al generador,para lo cual fue preciso inicializar y automatizar el mismo (ver anexo en 12), se constata que el tiempo mí-nimo de establecimiento del generador ante un cambio de frecuencia central es excesivamente prolongadopara barrer e interferir las bandas de interés.
Se decide rediseñar entonces el prototipo, reemplazando el conjunto generador / power splitter porVCOs independientes más una placa para acondicionar las señales modulantes.
6.1. Generador de señales
Se utiliza el generador de señales GW Instek GFG-8219A. Se deciden realizar pruebas para comprobarlas diferencias en el espectro de frecuencias obtenido según se aplique la señal de barrido con formatorectangular o triangular. Se fija un nivel de señal modulante de 2,5V y limitada en banda por debajo de los500kHz para realizar el diseño de la placa driver.
6.2. Placa Driver
Se diseña un circuito compuesto por operacionales en configuración amplificador no inversor, cuyafinalidad es adaptar los niveles de tensión para generar el barrido de los tres (3) VCOs dentro de los rangosespecificados por los mismos. A la salida de los amplificadores operacionales se colocan diodos zener parafijar el nivel de tensión de entrada sobre los VCOs a modo de protección de los mismos. La figura 6.1muestra el esquemático básico.
6.3. VCOs
Se opta por los osciladores MiniCircuits ZX95-1300, que abarca frecuencias desde 400MHz hasta 1,3GHz,MiniCircuits ZX95-2360, que abarca frecuencias desde 1,43GHz hasta 2,3GHz, y MiniCircuits ZX95-2755,que abarca frecuencias desde 2,3GHz hasta 2,755GHz. A partir de la sensibilidad Sv
f mínima y máximaprovista por el fabricante, se determina el rango de tensión a cubrir para barrer los rangos de frecuenciasdeseados:
fo = Svf ∗ Vtune + fomin (6.1)
Vtune =fo − fomin
Svf
(6.2)
6.3.1. Diseño Banda I
El primer VCO, cuya función será realizar el barrido entre 750MHz a 900MHz, posee un rango de sensibi-lidad entre 25MHz
V a 65MHzV , lo cual determina un rango mínimo, medio y máximo de tensión a excursionar.
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Figura 6.1. Acondicionamiento de señal, para barrido de sintonia
Adoptando el resultado para sensibilidad media, se decide excursionar desde 0V hasta 5V.
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6.4. Amplificadores
El fabricante especifica los componentes a colocar para lograr la amplificación deseada sobre cada unade las frecuencias centrales (14,6dB sobre 900MHz y 14,3dB sobre 1,9GHz y 2,4GHz).
Las primeras mediciones se realizaron sobre la placa driver para verificar las excursiones de salida decada amplificador operacional mediante un osciloscopio, y luego, con un analizador de espectro, observan-do el barrido en frecuencia al modular la salida de los VCOs con señales rectangulares y triangulares. Secaracterizó la ganancia de los amplificadores de 900MHz y 2,4GHz (sin retorno de masa) por separado, yluegos colocados en cadena. Se reiteró la misma medición tras haber implementando el retorno de masasobre el amplificador de 2,4GHz. Se verificó también la potencia de salida de la cadena entera compuestapor generador, driver, VCO y amplificador.
7.1. Generador de señales + Placa driver
En las figuras 7.1, 7.2 y 7.3 se muestran las excursiones de salida al aplicar una señal rectangular de 2,5Vde amplitud y frecuencia 1kHz.
Figura 7.1. Medición de excursión de salida rectangular para barrido de VCO de 900MHz
En contraste, en las figuras 7.4, 7.5, y 7.6 se muestran las excursiones de salida al aplicar una señal trian-gular de iguales características. Se puede observar con claridad el recorte de la señal triangular generadopor el clamping del diodo zener.
7.2. Generador de señales + Placa driver + VCO
Utilizando el VCO ZX95-1300, y barriendo la banda de 900MHz, en las figuras 7.7 y 7.8 se puede observarel resultado de modular con una señal rectangular y con una señal triangular, respectivamente.
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Figura 7.2. Medición de excursión de salida rectangular para barrido de VCO de 1,9GHz
Figura 7.3. Medición de excursión de salida rectangular para barrido de VCO de 2,4GHz
Figura 7.4. Medición de excursión de salida triangular para barrido de VCO de 900MHz
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Figura 7.5. Medición de excursión de salida triangular para barrido de VCO de 1,9GHz
Figura 7.6. Medición de excursión de salida triangular para barrido de VCO de 2400MHz
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Figura 7.7. Medición de espectro de salida para 900MHz con barrido rectangular
Figura 7.8. Medición de espectro de salida para 900MHz con barrido triangular
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7.3. Amplificador de 900MHz
Empleando el Tracking Generator incorporado al analizador de espectro, y previa normalización median-te, se midió la ganancia del amplificador de 900MHz. En las figuras 7.9, 7.10 y 7.11 se muestra su gananciaa 900MHz, 1,9GHz y 2,4GHz respectivamente.
Figura 7.9. Ganancia de amplificador de 900MHz a 900MHz
7.4. Amplificador de 2.4 GHz
Empleando el Tracking Generator incorporado al analizador de espectro, y previa normalización median-te, se midió la ganancia del amplificador de 2,4GHz. En las figuras 7.9, 7.10 y 7.11 se muestra su ganancia a900MHz, 1,9GHz y 2,4GHz respectivamente.
7.5. Cadena de amplificadores de 900 MHz y 2.4 GHz
A partir de la observación de que ambos amplificadores muestran ganancia en la banda de 900MHz, seexploró colocarlos en cadena. Los resultados es muestran en las figuras ?? y ??. A 2,4GHz se observó unaatenuación de 7dB.
7.6. Amplificador de 2.4 GHz con retorno de masa
Para mejorar el desempeño del amplificador de 2,4GHz, se propuso colocar una plancha de cobre comoretorno de masa, en reemplazo de la puesta a masa que la sujeción con tornillos al gabinete proveía. Con
22
Figura 7.10. Ganancia de amplificador de 900MHz a 1,9GHz
23
Figura 7.11. Ganancia de amplificador de 900MHz a2,4GHz
24
Figura 7.12. Ganancia de amplificador de 2,4GHz a 900MHz
25
Figura 7.13. Ganancia de amplificador de 2,4GHz a 1,9GHz
26
Figura 7.14. Ganancia de amplificador de 2,4GHz a 2,4GHz
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Figura 7.15. Ganancia de cadena amplificadora a 900MHz
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Figura 7.16. Ganancia de cadena amplificadora a 1,9GHz
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esta modificación, en las figuras 7.17 y 7.18 se observa la mejora en la amplificación, de 13dB a la frecuenciade interés. Adicionalmente, la ganancia a lo largo de las tres bandas de interés se mantiene en torno a los10dB.
Figura 7.17. Ganancia de amplificador de 2,4GHz a 1,9GHz con retorno de masa
7.7. Generador de señales + Placa driver + VCO + Amplificador de 2.4GHz con retorno de masa
En la figura 7.19 se muestra la potencia de salida del prototipo en la banda de 2,4GHz.
7.8. Interferencia en bandas de GSM y LTE
En la figura 7.20 se observa la potencia en bandas de GSM y LTE transmitida por el dispositivo y captadapor una antena (de WiFi) a la entrada del analizador de espectro.
Cabe mencionar que esta medición es afectada por la atenuación de espacio libre.
7.9. Amplificador provisto por la Cátedra
Se evalua el desempeño de un amplificador provisto por la cátedra en la banda de 2,4GHz con el finde aumentar la potencia de salida del equipo en esta banda. El dispositivo y la medición de ganancia semuestran en las figuras 7.21 y 7.22 respectivamente.
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Figura 7.18. Ganancia de amplificador de 2,4GHz a 2,4GHz con retorno de masa
31
Figura 7.19. Medición de espectro de salida para 2,4GHz en cadena completa
32
Figura 7.20. Medición de espectro interferente en bandas de GSM y LTE
33
Figura 7.21. Amplificador provisto por la cátedra
34
Figura 7.22. Ganancia del amplificador provisto por la cátedra
35
8. Implementación final
Figura 8.1. Amplificador de 2,4GHz con retorno de masa
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Figura 8.2. Armado Final
Puede verse la multiplicidad de fuentes de alimentación necesarias para los distintos componentes queintegran el equipo.
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9. Resultados
Conectando en cadena ambos amplificadores y conectando a su salida la antena de GSM para analizarla interferencia sobre la banda de 900MHz, se observó la ausencia de señal telefónica hasta una distancia de5 metros. Al conectar la antena de WiFi a la salida del amplificador de 2,4GHz, se observó la desconexiónde los dispositivos celulares próximos que utilizan este radio a una distancia de 3 m. Aquellos dispositivoscelulares que se encontraron conectados sobre la banda de 5 GHz no sufrieron desconexión alguna.
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10. Discusión. Posibles mejoras
En primer lugar, se observa la diferencia abrupta entre el barrido mediante una señal rectangular y latriangular. Analizando los resultados obtenidos a partir del analizador de espectro, al aplicar la señal rec-tangular se observa la formación de un valle en las frecuencias intermedias, mientras que al aplicar unaseñal triangular, se obtiene respuesta cuasi constante en las bandas de interés. Ésto se estima se debe a quedurante la mayor parte del ciclo de modulación se sintoniza a las tensiones pico de la señal del tipo rectan-gular, a diferencia de la señal triangular en la que el tiempo medio a cada tensión de sintonía es mayormenteuniforme. Por ello, la distorsión por recorte observada a la salida de la placa driver afecta de manera directael desempeño del dispositivo. Para evitar esto, se podrían colocar diodos zener con un mayor nivel de dis-paro como primer posible mejora. Adicionalmente, se podría llevar la frecuencia mínima de barrido a unvalor superior sobre la respuesta del VCO de 2,4GHz modificando el circuito amplificador en baja frecuen-cia para evitar el desperdicio de potencia, como segunda posible mejora. En segundo lugar, se encontrarondificultades en la manufactura de los amplificadores de alta frecuencia, tales como la temperatura máximasoportada por los componentes (en especial, la bobina), razón por la cual sólo fue posible producir dos (2)de los tres (3) amplificadores planteados inicialmente. En tercer lugar se observa una diferencia abruptaen la respuesta del amplificador de 2,4GHz con la adición del plano de masa a base de planchuelas decobre, pero no marca grandes diferencias contra la respuesta en frecuencia obtenida sobre el amplificadorde 900MHz sobre esta frecuencia, donde la ganancia apenas supera el par de dB. Las planchuelas de cobretambién permiten que se disipe temperatura por sobre la carcasa del dispositivo. Como resultado, la res-puesta del amplificador de 2,4GHz es plana entre las frecuencias comprendidas desde 300kHz hasta 3GHz,razón por la cual fue posible su utilización para interferir en la banda de 1,9GHz. Finalmente, se podríamejorar también el retorno de masa del amplificador de 900MHz para mejorar su respuesta en frecuencia,para obtener unos decibeles por encima de la respuesta en frecuencia conseguida, similar a la respuestadel amplificador de 2,4GHz; como también evitar el uso de cables e implementar sistemas mecánicos deconexión entre los distintos dispositivos.
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11. Conclusiones
Se observa una mejora en la respuesta del amplificador centrado en 2,4GHz debido al cambio del retornode masa (a base de planchuelas de cobre soldadas contra el amplificador), el cual a su vez actúa comodisipador. Se observa también un buen desempeño de este amplificador a frecuencias bajas, por lo que sepodran haber manufacturado tres (3) unidades con los mismos componentes. Se verifica interferencia deWiFi a una distancia de aproximadamente 4m, e interferfencia de las bandas GSM y LTE a una distancia deaproximadamente 1,5m, lo cual puede atribuirse a la ausencia de una antena adecuada para la banda de1,9GHz.
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Bibliografía
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[2] 3GPP. GSM/EDGE Radio transmission and reception. Technical Specification (TS) 45.005. 3rd GenerationPartnership Project (3GPP).
[3] 3GPP. User Equipment (UE) radio transmission and reception (FDD). Technical Specification (TS) 25.101.3rd Generation Partnership Project (3GPP).
[4] H.T. Friis. “A Note on a Simple Transmission Formula”. En: Proceedings of the IRE 34.5 (1946),págs. 254-256. DOI: 10.1109/jrproc.1946.234568.
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[6] IEEE ICES SCC 28 S4. IEEE Standard for Safety Levels with Respect to Human Exposure to Radio FrequencyElectromagnetic Fields, 3 kHz to 300 GHz. Standard. IEEE, 2005.
[7] Tektronix. Wi-Fi: Overview of the 802.11 Physical Layer and Transmitter Measurements. Inf. téc. Tektronix,2013, págs. 34-39.
Notes: 1. Gain and return loss values presented above, and in the plots of the following section, are measured at the device level.
Application specific performance values will differ in accordance with external components selected for the desired frequency band of operation. P1dB, OIP3 and NF data is measured using the application circuit shown on page 4.
2. Pout = +9 dBm / tone, 1 MHz tone spacing.
ECG008B-G InGap HBT Gain Block
Data Sheet: Rev. D 12-04-15 - 3 of 8 - Disclaimer: Subject to change without notice
Notes: 1. R1 and R2 are shown in the circuit diagram to avoid potential instabilities. The configuration shown above assures unconditional stability. It is
expected linearity parameters (OIP3 and P1dB) to degrade about 0.5 dB, while overall gain will be about 2 dB less than the performance shown on page 2 and 3. Input and output return loss is expected to improve with the use of the I/O series resistances at 2 GHz.
J1 J2
Q1
C1 R1 R2 C2
C3
J4
J3
L1
R3
U1J2
RFOutput
J4 GND
J3Vsupply
1
2, BacksidePaddle
3J1
RFInput
L1 RF
ChokeC2
DC BlockingCapacitor
C1
DC BlockingCapacitor
C3
0.018 uF
C4
Bypass Capacitor
R2
4.7
R1
18
R3
BiasResistor
Notes
A. Performance and quality attributes and conditions not expressly stated in this specification document are intended to be excluded and do not form a part of this specification document. B. Electrical specifications and performance data contained in this specification document are based on Mini-Circuit’s applicable established test performance criteria and measurement instructions. C. The parts covered by this specification document are subject to Mini-Circuits standard limited warranty and terms and conditions (collectively, “Standard Terms”); Purchasers of this part are entitled to the rights and benefits contained therein. For a full statement of the Standard Terms and the exclusive rights and remedies thereunder, please visit Mini-Circuits’ website at www.minicircuits.com/MCLStore/terms.jsp
+RoHS CompliantThe +Suffix identifies RoHS Compliance. See our web site
for RoHS Compliance methodologies and qualifications
NOTE: When soldering the DC connections, caution must be used to avoid overheating the DC terminals. See Application Note AN-40-10 .!
Notes
A. Performance and quality attributes and conditions not expressly stated in this specification document are intended to be excluded and do not form a part of this specification document. B. Electrical specifications and performance data contained in this specification document are based on Mini-Circuit’s applicable established test performance criteria and measurement instructions. C. The parts covered by this specification document are subject to Mini-Circuits standard limited warranty and terms and conditions (collectively, “Standard Terms”); Purchasers of this part are entitled to the rights and benefits contained therein. For a full statement of the Standard Terms and the exclusive rights and remedies thereunder, please visit Mini-Circuits’ website at www.minicircuits.com/MCLStore/terms.jsp
Permanent damage may occur if any of these limits are exceeded.
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Maximum RatingsOperating Temperature -55°C to 85°CStorage Temperature -55°C to 100°CAbsolute Max. Supply Voltage (Vcc) 7VAbsolute Max. Tuning Voltage (Vtune) 22VAll specifications 50 ohm system
REV. BM152326EDR-8997F2ZX95-2360W+RAV150923Page 1 of 2
Electrical Specifications
Coaxial
Voltage Controlled Oscillator ZX95-2360W+
CASE STYLE: GB956
Connectors Model
SMA ZX95-2360W-S+
Wide Band 1430 to 2360 MHz
• r & d• lab• instrumentation• wireless communications• signal analyzer
Applications
• wide band frequency range• low phase noise• low pushing• protected by US patent 6,790,049
Features
MODEL FREQ. POWER PHASE NOISE TUNING NON HARMONICS PULLING PUSHING DC
NO. (MHz) OUTPUT dBc/Hz SSB at offset HARMONIC (dBc) pk-pk (MHz/V) OPERATING(dBm) frequencies,kHz VOLTAGE SENSI- PORT 3 dB SPURIOUS @12 dBr POWER
RANGE TIVITY CAP MODULATION (dBc) (MHz)Typ. (V) (MHz/V) (pF) BANDWIDTH Vcc Current
(MHz) (volts) (mA)
Min. Max. Typ. 1 10 100 1000 Min. Max. Typ. Typ. Typ. Typ. Typ. Max. Typ. Typ. Max.
NOTE: When soldering the DC connections, caution must be used to avoid overheating the DC terminals. See Application Note AN-40-10 .!
NotesA. Performance and quality attributes and conditions not expressly stated in this specification document are intended to be excluded and do not form a part of this specification document. B. Electrical specifications and performance data contained in this specification document are based on Mini-Circuit’s applicable established test performance criteria and measurement instructions. C. The parts covered by this specification document are subject to Mini-Circuits standard limited warranty and terms and conditions (collectively, “Standard Terms”); Purchasers of this part are entitled to the rights and benefits contained therein. For a full statement of the Standard Terms and the exclusive rights and remedies thereunder, please visit Mini-Circuits’ website at www.minicircuits.com/MCLStore/terms.jsp
V TUNE FREQUENCY POWER OUTPUT Icc HARMONICS (dBc) FREQ. FREQ. PHASE NOISE (dBc/Hz) FREQ PHASETUNE SENS (MHz) (dBm) (mA) PUSH PULL at offsets OFFSET NOISE at
NotesA. Performance and quality attributes and conditions not expressly stated in this specification document are intended to be excluded and do not form a part of this specification document. B. Electrical specifications and performance data contained in this specification document are based on Mini-Circuit’s applicable established test performance criteria and measurement instructions. C. The parts covered by this specification document are subject to Mini-Circuits standard limited warranty and terms and conditions (collectively, “Standard Terms”); Purchasers of this part are entitled to the rights and benefits contained therein. For a full statement of the Standard Terms and the exclusive rights and remedies thereunder, please visit Mini-Circuits’ website at www.minicircuits.com/MCLStore/terms.jsp
Maximum RatingsOperating Temperature -55°C to 85°CStorage Temperature -55°C to 100°CAbsolute Max. Supply Voltage (Vcc) 7VAbsolute Max. Tuning Voltage (Vtune) 15VAll specifications 50 ohm system
REV. AM152326EDR-6673ZX95-2755+RAV150923Page 1 of 2
Electrical Specifications
Coaxial
Voltage Controlled OscillatorLinear Tuning 2300 to 2755 MHz
• linear tuning characteristics• low pushing• protected by US patent 6,790,049
Features
• r & d• lab• instrumentation• wireless communications• CATV
Applications
ZX95-2755+
CASE STYLE: GB956
Connectors Model
SMA ZX95-2755-S+
MODEL FREQ. POWER PHASE NOISE TUNING NON HARMONICS PULLING PUSHING DC NO. (MHz) OUTPUT dBc/Hz SSB at offset HARMONIC (dBc) pk-pk (MHz/V) OPERATING
(dBm) frequencies,kHz VOLTAGE SENSI- PORT 3 dB SPURIOUS @12 dBr POWERRANGE TIVITY CAP MODULATION (dBc) (MHz)
NOTE: When soldering the DC connections, caution must be used to avoid overheating the DC terminals. See Application Note AN-40-10 .!
NotesA. Performance and quality attributes and conditions not expressly stated in this specification document are intended to be excluded and do not form a part of this specification document. B. Electrical specifications and performance data contained in this specification document are based on Mini-Circuit’s applicable established test performance criteria and measurement instructions. C. The parts covered by this specification document are subject to Mini-Circuits standard limited warranty and terms and conditions (collectively, “Standard Terms”); Purchasers of this part are entitled to the rights and benefits contained therein. For a full statement of the Standard Terms and the exclusive rights and remedies thereunder, please visit Mini-Circuits’ website at www.minicircuits.com/MCLStore/terms.jsp
V TUNE FREQUENCY POWER OUTPUT Icc HARMONICS (dBc) FREQ. FREQ. PHASE NOISE (dBc/Hz) FREQ PHASETUNE SENS (MHz) (dBm) (mA) PUSH PULL at offsets OFFSET NOISE at