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INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL
ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECANICA Y ELECTRICA
SECCION DE ESTUDIOS DE POSGRADO E INVESTIGACION
“DISEÑO DE UN AMPLIFICADOR DE POTENCIA TIPO F”.
T E S I S
QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE:
“MAESTRO EN CIENCIAS EN
INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIONES”
P R E S E N T A:
EDUARDO LUGO HERNÁNDEZ
DIRECTORES DE TESIS:
DR. LUIS MANUEL RODRÍGUEZ MÉNDEZ.
DR. DONATO VALDEZ PÉREZ.
México, D.F., a 14 de junio del 2016
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IV
INDICE
Resumen......................................................................................................................................... 1
Abstract .......................................................................................................................................... 2
Palabras clave ................................................................................................................................. 3
Keywords ........................................................................................................................................ 4
OBJETIVOS ........................................................................................................................... 5
Objetivo general ............................................................................................................................. 5
Objetivos particulares .................................................................................................................... 5
Justificación .................................................................................................................................... 6
CAPÍTULO 1 ......................................................................................................................... 7
ESTADO DEL ARTE Y MARCO TEÓRICO .................................................................................. 7
1.1.- Introducción ....................................................................................................................... 7
1.1.1.- Estado del Arte ............................................................................................................ 7
1.2.- Marco Teórico .................................................................................................................... 8
1.2.1.- Algunas figuras de mérito ........................................................................................... 8
1.2.2.- Tecnologías Usadas en Transistores de Potencia ....................................................... 9
1.2.3.- La tecnología HEMT en dispositivos de potencia...................................................... 10
1.2.4.- Semiconductores usados en dispositivos de potencia ............................................. 11
1.2.5.- Requerimientos de diseño ........................................................................................ 12
1.2.6.- Introducción a los Amplificadores de Potencia ........................................................ 13
1.2.7.- Estabilidad ................................................................................................................. 15
1.2.8.- Modelo en pequeña señal (Modelo lineal) ............................................................... 16
1.2.9.- Procedimiento de Diseño, Modelado Y Simulación .................................................. 24
CAPÍTULO 2 ....................................................................................................................... 26
SIMULACIONES .................................................................................................................. 26
2.1.- Red I-V .............................................................................................................................. 26
2.2.- Temperatura de operación .............................................................................................. 29
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V
2.3.- Simulación de estabilidad mediante ADS ........................................................................ 30
2.4.- Source/Load-Pull .............................................................................................................. 31
2.5.- Diseño de las redes de acoplamiento .............................................................................. 37
2.6.- Simulación del Amplificador de Potencia ........................................................................ 39
CAPÍTULO 3 ....................................................................................................................... 45
CARACTERIZACIÓN EXPERIMENTAL Y ANÁLISIS DE RESULTADOS ......................................... 45
3.1.- Caracterización experimental .......................................................................................... 45
3.2.- Medición del voltaje de polarización de la compuerta.................................................... 46
3.3.- Medición de PAE, eficiencia y ganancia ........................................................................... 47
CAPÍTULO 4 ....................................................................................................................... 54
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES .............................................................................. 54
4.1.- Conclusiones .................................................................................................................... 54
4.2.- Recomendaciones ............................................................................................................ 55
ANEXO A ........................................................................................................................... 58
PARÁMETROS S ............................................................................................................................ 58
ANEXO B ............................................................................................................................ 59
CONSTRUCCIÓN ........................................................................................................................... 59
Construcción del diseño amplificador de potencia tipo F ........................................................ 59
Layout ....................................................................................................................................... 59
Litografía óptica ....................................................................................................................... 60
Disipador de calor .................................................................................................................... 62
Montaje de los componentes .................................................................................................. 62
INDICE FIGURAS Y TABLAS ........................................................................................................... 64
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
1
Resumen
Los amplificadores de potencia de alta eficiencia desempeñan un papel
importante ya que aseguran la transmisión de la información hasta los
dispositivos que se encargan de su procesamiento.
En este trabajo se diseñó, implementó y caracterizó un amplificador tipo F para
aplicaciones de ondas milimétricas (RF) el cual se pretende utilizar en un futuro
en las sub-milimétricas (THz), se construyó utilizando un transistor basado en
tecnología de heteroestructuras de alta movilidad (HEMT) de Nitruro de Galio
(GaN por sus siglas en inglés). Debido a que este tipo de dispositivos presenta
alta eficiencia, la potencia de salida es elevada, entonces la mayor parte de
esta potencia se aprovecha en la transmisión de la información y no en energía
que se disipa en forma de calor, por tanto, la vida útil de la batería de los
dispositivos se prolonga de manera considerable, figura de mérito que los
usuarios buscan constantemente.
Se decidió utilizar tecnología de GaN debido a que posee una característica
importante tal que puede alcanzar densidades de potencia cinco veces más
grandes que otros dispositivos utilizados como: HEMT (III-V), HFET (IV-IV),
MOS y CMOS (III). La frecuencia de operación del dispositivo es a 2.2 GHz, sin
embargo, en trabajos futuros se puede diseñar a mayores, por ejemplo, 20 GHz
y multiplicar la señal para obtener frecuencias de operación de cientos de GHz
con el propósito de hacer pruebas de comunicaciones en el infrarrojo lejano
(THz). Las ventajas principales al diseñar este tipo de amplificadores son: la
reducción de la complejidad del circuito, mayor ganancia, bajo consumo de
alimentación y mayor fiabilidad.
Las simulaciones del diseño del amplificador se realizan con herramientas
sofisticadas de Advanced System Design (ADS),
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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Abstract
High efficiency power amplifiers play a highly important role in up-to-date mobile
phones because these devices ensure information transmission in mobile
communication networks.
In this work a power amplifier F type for millimeter waves apps (RF) was
designed, implemented and characterized. The F amplifier was developed using
a gallium nitride (GaN) high mobility heterostructure transistors (HEMT).
A remarkable feature of this technology is that it presents high output power
efficiency (higher than 80%) hence most of this power is used in the
transmission of information. This feature results in an increase of the battery
duration. An efficiency higher than 80% is the most important result of this work
because our design is superior to other commercial amplifiers as it will be
discussed.
The F amplifier design was performed using Advanced Design System (ADS).
We used GaN-HEMT technology because it can reach power densities five
times bigger than devices commonly used such as: HFET, MOS and CMOS.
The operating F amplifier was designed to operate at an operation frequency of
2.2 GHz.
This technology can in the near future be used to design oscillators up to
20 GHz and by multiplying operating frequencies of hundreds of GHz in order to
test communications in the far infrared (THz). The main advantages to this type
of amplifier design are: reducing circuit complexity, higher gain, low power
consumption and higher reliability.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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Palabras clave
Amplificador de Potencia, tipo F, Transistor GaN, Alta eficiencia, Sistemas
móviles, RF, Load-Source/Pull, Gran señal, Pequeña señal, THz.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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Keywords
Type F Power Amplifier, THz mixers, GaN Transistor, High Efficiency, Mobile
Systems, Microwave and RF, Load-Source/Pull, Great Signal, Small Signal.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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OBJETIVOS
Objetivo general
Diseñar, modelar, construir y caracterizar un amplificador de potencia tipo F
para comunicaciones inalámbricas de microondas.
Objetivos particulares
1.-Investigar diferentes tipos de amplificadores de potencia utilizados en
microondas.
2.- Analizar el amplificador que cuente con las características deseadas.
3.- Hallar un modelo en gran señal de un transistor de efecto de campo a partir
de las propiedades estáticas y dinámicas en pequeña señal.
4.- Determinar las redes de acoplamiento de entrada y salida del transistor a
partir del modelo en gran señal, para que opere como un amplificador tipo F.
5.- Una vez calculadas las redes de acoplamiento hacer una serie de
simulaciones con el software ADS (Advanced Design System).
6- Construir el amplificador de potencia para microondas caracterizarlo y
comparar resultados con los previamente encontrados en el simulador (ADS).
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
6
Justificación
Hoy en día el aumento acelerado en el uso de dispositivos móviles, por ejemplo:
servicios de telefonía celular y aplicaciones multimedia, obliga al bloque de
transmisión (Tx) de un sistema de comunicaciones inalámbricas aprovechar de
manera eficiente la energía de alimentación en los terminales.
Los dispositivos móviles contienen un mayor número de aplicaciones: video
llamadas en tiempo real, localización por satélite entre otras, manteniendo
comunicaciones prolongadas enviando y recibiendo flujos de información
demandando más energía a la batería y por consiguiente acortan su durabilidad
y tiempo de vida.
Para resolver este problema se requiere de amplificadores de potencia de alta
eficiencia como el tipo F ya que estos dispositivos presentan alto rendimiento
gracias a que aprovechan la mayor parte de la energía con la que son
alimentados y la convierten en energía electromagnética para enviar la
información durante la transmisión de una señal. Éstas características hacen
que tengan una clara ventaja sobre amplificadores de potencia comerciales
poco eficientes.
Por otro lado, empiezan a desarrollarse sistemas de comunicación en
frecuencias cercanas a los Terahertz (banda h), donde se requieren de
amplificadores de potencia en la etapa de transmisión por razones obvias y en
el receptor para generar los armónicos de la etapa mezcladora. Este diseño
será la base para modelar y fabricar amplificadores de potencia altamente
eficientes y que podrían ser utilizados en las bandas con longitudes de onda
cercanas a los Terahertz (THz).
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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CAPÍTULO 1
ESTADO DEL ARTE Y MARCO TEÓRICO
1.1.- Introducción
Este capítulo describe las principales figuras de mérito de los tipos de
amplificadores de potencia (AP) tales como: eficiencia de potencia agregada
(por sus siglas en inglés PAE), eficiencia, potencia de entrada, potencia de
salida, ganancia, etc. Estas figuras de mérito permitirán hacer una comparación
objetiva entre los dispositivos activos reportados en diferentes trabajos de
investigación. Estas comparaciones servirán para establecer criterios de diseño
para el desarrollo de un amplificador de máxima eficiencia.
Otro aspecto abordado en este capítulo será la descripción de las tecnologías
de transistores más comunes utilizados en el diseño de amplificadores de
potencia. Se detallarán las topologías de amplificadores de potencia más
comunes y sus comparativas con respecto a eficiencia. Enseguida, se introduce
el transistor que se utilizará para el diseño del amplificador de máxima
eficiencia, y se justifica el uso de este dispositivo. Finalmente se explica la
metodología que se ha llevado a cabo para encontrar el modelo de gran señal
del transistor, este modelo de gran señal es fundamental para el diseño del
amplificador.
1.1.1.- Estado del Arte
La tabla 1.1 presenta las principales figuras de mérito de algunos tipos de AP.
Estos datos son el resultado de una extensa búsqueda en artículos, revistas y
congresos resumiendo aquí los más sobresaliente e importante de ellos [1-5].
Se observa que para ciertas topologías y tecnologías hay una tendencia de
mejoramiento de eficiencia y PAE, por lo tanto, nos enfocaremos en estos tipos
de tecnologías ya probadas, pero, no solo nos guiaremos por este resultado si
no que más adelante en este capítulo se realizará una investigación acerca de
las topologías y tecnologías utilizadas con el propósito de reforzar nuestra
elección del tipo de dispositivo a construir. En la tabla se puede ver que las
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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topologías que más se asemejan con las características deseadas tales como:
buena eficiencia, potencias de salida y PAE elevadas son las topologías F y F-1
ya que sus eficiencias son mayores o cercanas a 80%, por lo tanto, se debe
elegir una de estas topologías y nos inclinamos por el tipo F.
Tabla 1.1. Estado del Arte en dispositivos construidos y medidos.
1.2.- Marco Teórico
1.2.1.- Algunas figuras de mérito
La eficiencia es uno de los parámetros más importantes que determinan el
rendimiento de los dispositivos con bajo consumo de energía y se utiliza a
menudo en los amplificadores de potencia de pequeña señal (parte lineal de
operación). La eficiencia se define como la relación de la potencia de salida de
RF entre la potencia de DC consumida por el dispositivo como se muestra en
(1).
[% ] 1 0 0 %
D C c o n su m id a
s a lid a R FP
xP
(1)
El aumento de la eficiencia significa que el dispositivo entrega a la salida una
potencia cercana a la potencia de polarización de DC lo cual nos indica que hay
pocas pérdidas ya sea por calor o por retroalimentación. Con el aumento de la
eficiencia, la vida útil de la batería aumenta, esto en dispositivos móviles como
PAE
[%]
[%]
Ganancia
[dB]
Psalida
[dBm]
Pentrada
[dBm]
Frec.
[GHz]
Tecnología Topología
78.4 81.1 14.9 38.6 23.7 1 HEMT GaN F
69.2 71.5 14.9 39.91 25 1.7 HEMT GaN B
32 46.81 15 20 5 0.9 HEMT GaN
sobre Si.
AB
73.2 77 15 38.3 25 3.42 HEMT GaN F invertido
80.1 83.5 14.4 38.4 24 3.47 HEMT GaN F invertido
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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teléfonos celulares, sistemas satelitales y en sistemas inalámbricos de RF
resulta ser muy atractivo ya que satisface de manera eficiente la necesidad de
los consumidores.
Sin embargo, los dispositivos recientes incluyen más funciones y aplicaciones
multimedia, por lo tanto, demandan de mayor flujo de información, que se
traduce en un mayor consumo de la batería, por lo cual representa un
problema importante para los diseñadores debido a que la eficiencia ya no es
suficiente para describir el rendimiento del amplificador. Existe una figura de
mérito que predice con más detalle el rendimiento la cual se denomina:
eficiencia de potencia agregada (PAE, por sus siglas en inglés) definida
analíticamente como:
[% ] 1 0 0 %sa lid a R F e n tra d a R F
D C c o n su m id a
P PP A E x
P
(2)
La PAE toma en cuenta la potencia de entrada de RF para determinar el
rendimiento del sistema. En otras palabras, PAE describe la eficiencia de un
dispositivo cuando es capaz de convertir la potencia de DC a potencia de RF.
Por otra parte, el aumento de PAE implica que el amplificador de potencia es
capaz de proporcionar mayor ganancia, para calcular la ganancia utilizamos (3).
[d B ]s a lid a R F
e n tr a d a R F
PG
P
(3)
1.2.2.- Tecnologías Usadas en Transistores de Potencia
La familia de transistores que son utilizados en aplicaciones de potencia se
muestra en la figura 1.1. Estos dispositivos activos de potencia generalmente se
fabricaban basados en estructuras semiconductoras de materiales como: Silicio
(Si) y Arseniuro de Galio (GaAs). Sin embargo, en años recientes se han estado
fabricando sobre Carburo de Silicio (SiC) y Nitruro de Galio (GaN) para
aplicaciones de potencia como: amplificadores de potencia, radares,
comunicaciones espaciales, etc, generalmente se fabrican basándose en dos
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
10
familias de transistores las cuales son: unión bipolar (BJT por sus siglas en
inglés) además de sus derivaciones como los transistores bipolares de
heterounión (TBH), y transistores de efecto de campo (FET) y sus derivaciones
tales como: MOSFET, MESFET, LDMOS Y HEMT, en los últimos años ha
habido una tendencia a utilizar tecnologías de efecto de campo de alta
movilidad de electrones (HEMT) debido a que presentan características
atractivas para dispositivos de potencia en radio frecuencia (RF, por sus siglas
en inglés). A continuación se presentan las ventajas de este tipo de tecnología.
Figura 1.1. Familia de dispositivos de potencia.
1.2.3.- La tecnología HEMT en dispositivos de potencia
Los transistores de alta movilidad de electrones (HEMT, por sus siglas en
inglés) pertenecen a la familia de los transistores de efecto de campo (FET, por
sus siglas en inglés). A diferencia del MOSFET tradicional que utiliza un región
dopada como canal entre el drenaje (d) y la fuente (s). El transistor tipo HEMT
usa dos materiales con diferentes bandas prohibidas para formar el canal. Por
lo tanto, el HEMT también se conoce como una heteroestructura FET (HFET)
[1, 2 ,6].
El rendimiento de esos transistores según el tipo de semiconductor que se
utiliza puede ser representado en términos de algunas propiedades importantes
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
11
como: movilidad de electrones, movilidad de huecos, banda prohibida y
conductividad térmica.
1.2.4.- Semiconductores usados en dispositivos de potencia
Las propiedades mencionadas en el punto anterior para algunos
semiconductores usados en dispositivos de potencia se muestran en la tabla
1.2 [6]
Tabla1.2. Propiedades de algunos semiconductores.
Como podemos ver el GaN tiene una de las bandas prohibidas más anchas y
una conductividad térmica mayor a la del silicio y a la del arseniuro de galio,
propiedades importantes en un dispositivo activo, estas se interpretan de la
siguiente manera: una banda prohibida ancha permite que el dispositivo tenga
una temperatura de funcionamiento más alta además de baja vulnerabilidad al
ruido causado por perturbaciones externas(en algunas aplicaciones es crítica
esta característica) además de dispositivos más pequeños que soportan altas
densidades de potencia (esto permite que los encapsulados sean más baratos)
y también habilita un voltaje de ruptura superior debido a que tiene la capacidad
de soportar campos eléctricos internos mayores antes de que haya conducción
[13]. Una buena conductividad térmica permite que el transistor sea capaz de
dar una salida de mayor potencia, capacidad del transistor para evacuar el
aumento de temperatura en la unión pn. Esta característica proporciona una
mayor fiabilidad en operaciones de alta potencia y siendo capaz de dispersar el
Propiedad. Si GaAs 4H-SiC GaN
Banda-Prohibida (eV) 1.12 1.42 3.26 3.2
Constante Dieléctrica Relativa 11.9 12.9 9.7 14
Campo de ruptura (105 V/cm) 3.8 4.2 3.5 50
Velocidad de Saturación (107 cm/seg) 0.7 2.0 2.07 1.8
Movilidad de los electrones ( cm2V-1s-1) 1500 8500 800 1000
Movilidad de huecos(cm2V-1s-1) 450 400 120 350
Conductividad Térmica (W/cm-°C) 1.4 0.45 4.9 1.7
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calor rápidamente. Debido a estas peculiaridades, los materiales con un valor
grande de la banda prohibida como el GaN y el SiC se han estado investigando
por muchos grupos de trabajo para construir nuevos sistemas con estos
materiales y madurar esta tecnología para ofrecerla en el mercado en las
nuevas generaciones de comunicaciones inalámbricas. [14,15] Por lo tanto se
ha decidido utilizar tecnología de GaN debido a las características que presenta
para trabajar en potencia. En particular se utilizan dispositivos HEMT de GaN
debido a que poseen características importantes como se mencionó, además
de que se han diseñado y probado en diferentes dispositivos de potencia.
1.2.5.- Requerimientos de diseño
En este proyecto se ha decidido trabajar con un transistor HEMT de GaN
debido a sus características ya mencionadas. Según con la hoja de
especificaciones del transistor CGH40010 el transistor puede operar hasta
6 GHz y está habilitado para generar una potencia de salida máxima de 10 W
(40dBm). Por otra parte este transistor tiene una ganancia relativamente más
alta comparada con otros transistores. A una frecuencia de 2 GHz en pequeña
señal puede presentar ganancias de hasta16dB. La ganancia que se espera
obtener aproximadamente está entre 12 y 14dB a la frecuencia de diseño
debido a que los amplificadores tipo F trabajan en la zona de corte y limitan la
ganancia. Los valores iniciales de diseño para la fabricación del AP se muestran
en la tabla 1.3 basándose en las hojas de datos del transistor de CREE.
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Tabla1.3. Valores iniciales de diseño.
Frecuencia
de operación
[GHz]
P_salida
[dBm]
P_salida
[dBm]
Ganancia
[dB]
PAE
[%]
2.2 25 38 13 80
1.2.6.- Introducción a los Amplificadores de Potencia
Los amplificadores de potencia se pueden dividir en dos grupos principales,
lineales y no lineales. Los lineales son capaces de generar una potencia de
salida proporcional a la potencia de entrada con una cantidad insignificante de
energía armónica generada. Por el contrario, los no lineales operan cerca de la
región de corte con una cantidad significativa de armónicos generados además
de la señal fundamental. La entrada y salida de potencia ya no son
proporcionales. Asimismo, los amplificadores también pueden ser clasificados
en 2 categorías, polarización y de conmutación [1]. Los de polarización tales
como amplificadores clase A, B, AB y C se clasifican en función de su punto de
reposo (punto de trabajo).
Por otro lado, los amplificadores de conmutación se clasifican de acuerdo con la
configuración de red externa conectada al transistor, esta red actúa en altas
frecuencias como un conmutador virtual, que deja pasar libremente a la señal
fundamental y corta parte de la onda de los armónicos, principalmente segundo
y tercero, dejando pasar solamente la porción de la onda que se adiciona al
armónico fundamental para aumentar su potencia, los transistores de
conmutación actúan como un interruptor de encendido y apagado controlado
por la señal de entrada. Los AP tipo E y F son dos ejemplos que pertenecen a
esta clase de operación. En la figura 1.2 se muestra un diagrama de las
diferentes clases de AP.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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Figura 1.2. Topología de los AP.
En la tabla 1.4 se muestran las principales características de las diferentes
topologías de los AP como: su eficiencia teórica (ET) y su calidad de linealidad
[7,8]. Como se busca fabricar un amplificador con alta eficiencia, potencia de
salida elevada y que opere a frecuencias altas se trabajará con el diseño de un
tipo F ya que cumple con las condiciones de operación requeridas.
Tabla 1.4. Máxima eficiencia teórica (ETM).
Tipo de AP ETM
[%] Linealidad
A 50 Buena
B 78.5 Pobre
AB 78.5 Regular
E 100 Pobre
F y F-1 100 Pobre
Si se desea profundizar acerca de las características de cada uno de los
amplificadores de potencia que aparecen en la figura 1.2, se recomienda la
siguiente bibliografía [1, 2, 6].
Clasificación de los AP
De polarización
Clase A
Clase AB
Clase B
Clase C
De conmutación
Clase D
Clase E
Clase F/F inversa
Clase G
Clase H
Clase S
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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1.2.7.- Estabilidad
Los amplificadores de microondas tienen una tendencia a presentar
oscilaciones indeseadas debido a múltiples lazos de realimentación que se
incorporan en los dispositivos. Por ello, las posibilidades de que se cumplan las
condiciones de oscilación mencionadas son altas y hay que tratar de evitarlas
[9]. Los tipos de inestabilidades que se pueden encontrar mayoritariamente en
un amplificador de microondas son [10]:
A.- Señales espurias que aparecen por el simple hecho de polarizar el
amplificador y sin tener señal de entrada, denominadas oscilaciones autónomas
de baja frecuencia.
B.- Aparición de una señal espuria en función de la frecuencia y del nivel de
potencia de la señal de entrada, también conocidas como inestabilidades
paramétricas, que pueden estar o no relacionadas armónicamente con la
frecuencia de la señal de entrada.
C.- Saltos bruscos de potencia asociados a fenómenos de histéresis.
De todos estos tipos de inestabilidades, solamente pueden ser detectadas y
controladas con las técnicas de diseño actuales (Factor K, Círculos de
estabilidad, etc.), las oscilaciones autónomas no paramétricas, es decir las
inestabilidades del tipo A. Pero las inestabilidades del tipo B y C no es posible
garantizar directamente la estabilidad, mediante las soluciones obtenidas con
simulaciones de balance armónico usando software comercial. Es por ello, que
es necesario utilizar una herramienta adicional para la detección de
inestabilidades paramétricas, en este caso por medio de la herramienta de
análisis de estabilidad en potencia (STAN).
Una prueba simple para conocer la estabilidad condicional es obtener los
valores de K y Δ los cuales se pueden calcular con las siguientes expresiones.
2 2 2
1 1 2 2
1 2 2 1
11
2
S SK
S S
(4)
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16
11 22 12 21S S S S
<1 (5)
dónde:
11 22 12 21S S S S
(6)
Si las expresiones (4) y (5) se cumplen esto indica que existe estabilidad
incondicional, en caso contrario indica que existe estabilidad condicional y es
necesario determinar los valores de ΓS y ΓL. Una vez comprobado que el DUT
(Device Under Test – Dispositivo Bajo Prueba) opera de forma estable en la
región de interés, se diseñan las redes de acoplamiento (entrada y salida).
Esta herramienta obtiene a través de técnicas de identificación de la función de
transferencia asociada a la respuesta en frecuencia, y analiza la ubicación de
todos los polos y ceros del sistema para determinar la estabilidad del circuito o
sistema a tratar. Por lo tanto, la existencia de polos complejos conjugados con
parte real positiva, dan lugar a la existencia de una inestabilidad cuya
frecuencia de arranque de oscilación será igual al módulo de la parte imaginaria
de dichos polos. Es importante que el sistema no oscile por el simple hecho de
polarizarlo y que en presencia de señal de entrada (gran señal) no se presente
ningún tipo de las inestabilidades citadas anteriormente. Esto se puede
conseguir mediante diversos análisis en pequeña señal y análisis no lineales
paramétricos tanto en frecuencia como en potencia de la señal de entrada [11].
1.2.8.- Modelo en pequeña señal (Modelo lineal)
Para diseñar el amplificador de potencia, se necesita antes que nada obtener el
modelo no lineal del transistor, este se puede obtener a partir del modelo en
pequeña señal, aquí se explica primeramente la manera en que se obtiene el
modelo en pequeña señal a partir de los parámetros S medidos en frío, es decir,
Vds = 0 V y en condiciones de pinch off (ahorcamiento) cuando Vgs<-Vp.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
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Figura 1.3. Diagrama de flujo para obtener el modelo en pequeña señal.
El modelo lineal obtenido es el antecedente para encontrar el modelo en gran
señal del transistor que se utilizará para modelar y construir el amplificador de
potencia tipo F. El método que se utilizó para obtener el modelo en pequeña
señal se describe a continuación, y es el utilizado en el trabajo [12], cabe
mencionar que lo adecuamos a nuestras necesidades. En la figura 1.3 se
muestra un diagrama de flujo que sintetiza el método utilizado en la extracción
de los parámetros del circuito eléctrico equivalente del transistor.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
18
Este método está basado en dos pasos generales, los cuales se exponen a
continuación.
1) Usando las mediciones de los parámetros S del transistor CGH40010F en
pinchoff y en frío se obtienen los valores de los elementos extrínsecos iniciales
con una muy buena precisión.
2) Se optimizan los valores iniciales obtenidos en el paso 1 para poder
encontrar posteriormente los elementos intrínsecos del transistor mediante otro
régimen de polarización llamado régimen lineal.
A continuación se describen los pasos que se llevaron a cabo para la extracción
de los elementos extrínsecos del transistor, están basados en el trabajo [12]
Paso 1
Poner Vgs < -Vp y Vds = 0 V. Para estas condiciones el circuito equivalente se
muestra en la figura 1.4. Un dispositivo activo está en pinchoff si la corriente de
drenaje-fuente (Ids) y la conductancia del canal de salida son excluidas. Por otra
parte, a frecuencias bajas (por debajo de 5GHz) este circuito se reduce a una
red capacitiva que se muestra en la figura 1.5 y los parámetros Y de este
circuito equivalente se pueden escribir de la siguiente forma.
1 1( )
g s o g d oY j C C
(7)
2 2( )
d s o g d oY j C C
(8)
1 2 2 1 g d oY Y j C
(9)
donde
g d o g d a g d i g dC C C C
(10)
g s o p g a p g i g sC C C C
(11)
d s o p d a p d i d sC C C C
(12)
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
19
Aquí Cgda, Cgdi, Cpga, Cpgi, Cpda y Cpdi son las capacitancias parásitas debidas al
encapsulado y las metalizaciones
Figura 1.4. Modelo lineal equivalente del transistor GaN HEMT.
Las capacitancias del circuito mostrado en la figura 1.5 se pueden determinar
usando las mediciones de los parámetros S en condiciones de ahorcamiento
(pinchoff) y en frío, cada uno de estos convertirlo a parámetros Y.
Figura 1.5. Circuito equivalente a bajas frecuencias (frecuencias menores a 5 GHz).
Paso 2
El siguiente paso es encontrar la distribución óptima de las capacitancias totales
que den el mínimo de error entre los parámetros S medidos y los simulados.
Esto se puede alcanzar mediante el escaneo de los valores de Cpga, Cpda y
Cgda dentro de los rangos específicos.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
20
Los cuales para Cpga y Cpda varían desde 0 hasta (0.5*cdso) mientras que
Cgda es escaneado desde 0 hasta (0.5*Cgdo). Durante la variación se asume
que Cpga es igual a Cpda.
C p g a C p d a (13)
Para las capacitancias de compuerta-drenaje (Cgd), cgdi se asume que es dos
veces el valor de Cgda.
2C g d i C g d a (14)
Por simetría de la capacitancia compuerta-fuente (Cgs) y Cgd. La región de
deflexión será uniforme bajo las condiciones de pinchoff, por lo tanto.
C g s C g d C g d o C g d i C g d a (15)
El valor de Cpgi se calcula con la siguiente ecuación.
C p g i C g so C g d C p g a (16)
Para dispositivos HEMT de GaN, Cpdi es una parte significativa del total de las
capacitancias drenaje-fuente (Cds), por lo tanto se asume que la siguiente
suposición (17) minimiza el error entre la simulación y los valores medidos de
los parámetros S.
3C p d i C p d a (17)
Para medias y altas frecuencias, el modelo del transistor bajo pinchoff está
representado en una red T como se muestra en la figura 1.6 donde las
capacitancias por interelectrodo (Cpgi, Cpdi y Cgdi) han sido absorbidas en las
capacitancias intrínsecas (Cgs, Cds, y Cgd). Los valores para Cpga, Cpda y
Cgda son retirados de los parámetros Y para luego ser convertidos a
parámetros Z esto se puede escribir así.
1 1
1 1 1(L L ) ( ) Z
g s g s g
g s
Z R R jj C C
(18)
Page 26
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
21
2 2
1 1 1(L L ) ( ) Z
d s d s d
d s
Z R R jj C C
(19)
2 2 2 1
1L Z
s s s
s
Z Z R jj C
(20)
Donde Cg, Cs y Cd son las capacitancias intrínsecas del transistor equivalente
en T
Z ( )g g s g S
R R j L L (21)
Z ( )d d s d S
R R j L L (22)
Zg s S
R j L (23)
Figura 1.6. Circuito equivalente en T para frecuencias medianas y altas.
Donde Zg
, Zd
y Zs
representan a los términos de corrección relacionados
con los parámetros intrínsecos del modelo. Haciendo caso omiso de los
términos de corrección y multiplicando los parámetros-Z para luego tomar las
partes imaginarias da:
2
1 1
1 1Im [ ] (L L ) ( )
g s
g s
ZC C
(24)
2
2 2
1 1Im [ ] (L L ) ( )
d s
d s
ZC C
(25)
Page 27
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
22
2
1 2
1Im [ ] L
s
s
ZC
(26)
Por lo tanto, los valores de Lg, Ld y Ls se pueden extraer de la parte imaginaria
de Im [Zij] contra ω como se muestra en la figura 1.7 [12].
Figura 1.7. Extracción de las inductancias a partir de los parámetros
Z para tecnología HEMT de GaN.
Los valores de las inductancias estimados que se describen arriba y el de las
capacitancias (Cpgi, Cpdi y Cgdi) son retiradas. Sin embargo, el retiro
incompleto de las capacitancias y de las inductancias externas introduce una
dependencia no-lineal en la frecuencia de la parte real de los parámetros Z.
Pero si multiplicamos a los parámetros z retirados por 2 reducirá este efecto.
Ignorando los términos de corrección y multiplicando los parámetros Z retirados
por 2 para luego tomar la parte real de estos parámetros Z tenemos.
2 2
11R e[Z ] (R R )
g s (27)
2 2
2 2R e [Z ] (R R )
d s (28)
2 2
1 2R e [Z ] R
s
(29)
Por regresión lineal, los valores de (Rg+Rs), (Rd+Rs) y Rs pueden ser extraídos
con la pendiente de la siguiente curva w2 Re[Zij] contra w2. Los resultados
Page 28
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
23
estimados se usan para simular los parámetros S del dispositivo. Cada uno es
comparado con las mediciones, una vez hecho esto se calcula el error (e)
correspondiente.
Las capacitancias más externas (Cpga, Cpda y Cgda) se incrementan y se
repite el proceso hasta Cpga y Cpda sea igual a 0.5Cdso y Cgda sea igual a
0.5Cgdo. El vector de los parámetros iniciales será el que tenga el error más
pequeño P(emin). Esto para tomar valores iniciales apropiados.
Paso 3
Debido a la alta incertidumbre inevitable en las mediciones para el dispositivo
en pinchoff y en frío, la determinación de un valor inicial fiable para la
resistencias extrínsecas es difícil, si no que hasta imposible según [8]. Para
valores iniciales más fiables se utilizan mediciones en frio de los parámetros S
con polarización directa (amplificación) con una tensión en la compuerta de (2,0
V). Esto se debe a la gran banda de conducción de HEMT basados en GaN con
respecto a la tecnología HEMT basada en GaAs. Por lo tanto, tensiones
significativamente mayores tienen que ser aplicadas para alcanzar la condición
cuando la influencia en las capacitancias de la compuerta es despreciable. Los
valores determinados de las capacitancias e inductancias extrínsecas en el
paso 2 se retiran de las mediciones en polarización directa de compuerta. Los
valores iniciales extrínsecos de las resistencias son determinadas de a partir de
los parámetros Z, como se muestra en la figura 1.8.
Page 29
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
24
Figura 1.8. Estimación de las resistencias con mediciones en polarización
directa mediante los parámetros Z para la tecnología HEMT de GaN.
Una vez que se realizaron los pasos del método anterior se obtuvieron los
valores de los elementos para el modelo lineal los cuales se pueden observar
en la tabla 1.5.
Tabla 1.5. Parámetros extrínsecos e intrínsecos para el modelo lineal de GaN.
Parámetros Extrínsecos Parámetros intrínsecos
Cpga=0.438 pF Lg=2.92 nH Cgs=0.028 pF Gm=0.0 mS
Cpda=0.438 pF Ld=1.92 nH Cds=0.29 pF Gds=0.0 mS
Cgda=0.086 pF Ls=17.75 pH Cgd=0.028 pF Ggsf=0.0 mS
Cpdi=1.314 pF Rg=1.62 Ω Ri=0 Ω Ggdf=0.0 mS
Cpgi=0343 pF Rd=4 Ω Rgd=0 Ω
Cgdi=0.172 pF Rs=13.7 Ω = 0.0 ps
1.2.9.- Procedimiento de Diseño, Modelado Y Simulación
En la figura 1.9 se muestra el procedimiento de diseño, modelado y simulación
del AP el cual se puede describir de la siguiente manera: Se obtiene la red I-V y
los parámetros S del transistor para determinar la zona de operación del
dispositivo, una vez que tenemos este punto se encuentra la temperatura de
operación estimada para después aplicar la técnica load/source-pull y obtener
las impedancias para poder acoplar el transistor, concluyendo este paso, se
diseñan las redes de acoplamiento para la frecuencia fundamental, segundo y
Page 30
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
25
tercer armónicos generados en la entrada y salida, por último se realizan las
simulaciones correspondientes y obtener las mediciones deseadas.
Figura 1.9. Procedimiento para el diseño, modelado y simulación del AP tipo F.
Page 31
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
26
CAPÍTULO 2
SIMULACIONES
En este capítulo se realizan una serie de simulaciones, una de ellas para saber
el punto de operación óptimo del transistor (punto de polarización) y asegurar
que trabaje en la zona de corte como lo requiere un amplificador tipo F, además
para extraer los parámetros S del transistor y saber que tan cercanos están a
los que nos proporciona la hoja de datos, por otro lado, es importante saber la
temperatura de trabajo del transistor y evitar el autocalentamiento. Además se
hace un análisis de estabilidad del dispositivo a la frecuencia de trabajo y
asegurar que no haya oscilaciones indeseadas, una vez que aseguramos estás
condiciones se pasa a simular las impedancias para las redes de filtrado de los
armónicos que genera el transistor por medio de la técnica load/source/pull la
cual nos dice que impedancias son las óptimas para asegurar una buena
eficiencia y una mayor PAE. Por último se diseñan las redes y se simulan las
principales figuras de mérito como: PAE, eficiencia, potencia de salida, etc y se
sintetizan en tablas.
2.1.- Red I-V
Para realizar las simulaciones en ADS de acuerdo con las especificaciones del
modelo del transistor a usar (CGH40010), el rango válido para polarizar Vg va
de (-1.5V a -3V), y dentro de este rango está el voltaje de ahorcamiento que es
de aproximadamente -2.9V. El rango de voltaje para Vd oscila de 28 V a 48 V. A
partir de la simulación se deben de obtener los parámetros S los cuales son
importantes ya que los tenemos que comparar con los que proporciona el
fabricante para verificar que tan fiables son los datos que vamos a utilizar en las
simulaciones, para diseñar las redes de acoplamiento de entrada y salida etc.
En la figura 2.1 se muestra la configuración que se utilizó para obtener la red I-V
y definir la región de operación del transistor. Los elementos de medición que
se observan en el circuito son necesarios para medir y generar la gráfica
deseada.
Page 32
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
27
Figura 2.1. Circuito para obtener la relación I-V del transistor CGH40010F.
Page 33
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
28
En la figura 2.2 podemos observar que efectivamente para la polarización
deseada la cual se sugirió al inicio se ubica en la zona cercana al corte, es
decir, que Ids es una corriente pequeña para este caso es de aproximadamente
100 mA una corriente relativamente baja para tratarse de un amplificador de
potencia, en el marcador m2 se ve el punto en que se recomienda operar al
transistor, este punto de trabajo garantiza que el transistor se comporte como
un amplificador tipo F. Una vez que sabemos el punto de operación del
transistor el siguiente paso es obtener los parámetros S y compararlos con los
que nos proporciona el fabricante en la hoja de datos, los cuales se pueden
consultar en [16], los valores específicos de los parámetros S simulados se
encuentran en el Anexo A.
Figura 2.2. Relación I-V del modelo CGH40010.
Page 34
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
29
2.2.- Temperatura de operación
Por otra parte se tiene que poner atención en la temperatura de operación del
transistor a pesar de que la tecnología basada en GaN y en AlGaN sobre
sustratos de SiC tienen alta conductividad térmica, es necesario estar
conscientes de los aumentos en la temperatura en el canal generados por los
estímulos de RF y DC. La gestión térmica es aún más importante para los
amplificadores de banda ancha donde la eficiencia puede variar
considerablemente en función de la frecuencia. En el modelo del transistor hay
que considerar dos variables que son importantes para calcular la temperatura
de operación del transistor las cuales son: la resistencia térmica por sus siglas
en inglés (Rth), este valor lo proporciona el fabricante y es de 8°C/W, es decir,
que por cada Watt la temperatura aumentará 8 grados centígrados, la otra
variable es la temperatura de operación del transistor Tcase la cual es definida
por el usuario y va desde -40°C hasta los 150°C una vez que se ingresan estos
valores en el modelo se hace una serie de simulaciones para encontrar la
temperatura efectiva con la polarización y frecuencia deseada, una vez que se
tiene el valor real de la temperatura efectiva, este se usará en simulaciones
posteriores y el valor encontrado se debe de tomar en cuenta por si hay que
agregar un disipador de calor en el diseño [17]. En la figura 2.3 podemos
observar en el marcador m1 el valor de la temperatura efectiva para la
polarización y frecuencia deseada cuyo valor es de 24.42°C.
1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 3.41.4 3.6
50
100
150
200
250
0
300
rth
2.70047.086
m1
m1indep(m1)=plot_vs(rth, Vgs)=24.428Vds=28.000000
2.900
Figura 2.3. Curvas de temperatura de operación del transistor CGH40010.
Page 35
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
30
2.3.- Simulación de estabilidad mediante ADS
En la figura 2.4 se presentan los círculos de estabilidad que se obtuvieron a
través de simulaciones con herramientas de ADS, se hizo un barrido de
frecuencia de 500 MHz hasta 6GHz utilizando la misma configuración para la
red I-V, en la figura 2.4 se muestran dos marcadores los cuales representan a
los círculos de estabilidad a la entrada y a la salida para la frecuencia de
2.2 GHz , vemos que los dos círculos a dicha frecuencia están casi fuera del
área de la carta de Smith lo cual quiere decir que tenemos un amplio rango de
valores de los coeficientes de reflexión para diseñar el AP sin que haya
oscilaciones no deseadas.
Por otra parte, en la figura 2.5 se observa una gráfica con las curvas del factor
de estabilidad K (marcador m5) y Δ (marcador m6), mediante estos parámetros
se puede determinar si el AP es estable, cuando el factor K > 1 y el Δ < 1
entonces el transistor es incondicionalmente estable como lo indican las
ecuaciones (4) y (5), para este caso el transistor es condicionalmente estable y
podría oscilar a frecuencias inferiores a 2.7 GHz.
Figura 2.4. Círculos de estabilidad obtenidos mediante ADS.
El marcador m3 es para el círculo de estabilidad de entrada
y el marcador m4 es para el círculo de estabilidad de salida.
indep(L_StabCircle1) (0.000 to 51.000)
L_S
tabC
ircle
1
480.876 / 109.076
m4
indep(S_StabCircle1) (0.000 to 51.000)
S_S
tabC
ircle
1
70.991 / 160.909
m3
m4indep(m4)=L_StabCircle1=0.838 / 120.577freq=2.200000GHzimpedance = Z0 * (0.116 + j0.565)
48
m3indep(m3)=S_StabCircle1=0.963 / -167.114freq=2.200000GHzimpedance = Z0 * (0.019 - j0.113)
48
Page 36
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
31
Figura 0.5. Factor de estabilidad K (m5) y determinante Δ (m6).
2.4.- Source/Load-Pull
En este apartado del trabajo final de maestría se realizó el análisis de load y
source pull para el transistor CGH40010F, está técnica es utilizada
generalmente en dispositivos no lineales y dicho análisis es fundamental para la
construcción de las redes de sintonización de armónicos de entrada y salida.
Para calcular las redes se necesita conocer las impedancias en la frecuencia
fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden, armónicos que
contribuyen con más potencia a la señal de salida y por medio de las redes de
acoplamiento se busca reducir la contribución destructiva de los armónicos la
frecuencia fundamental. Se dice que el cálculo de las redes está bien efectuado
cuando se maximiza la potencia de salida y PAE.
El análisis se efectuó para la frecuencia de 2.2 GHz y para los armónicos
generados a 4.4 y 6.6 GHz. El simulador ADS cuenta con una herramienta para
realizar las simulaciones. La herramienta load/source pull sintoniza todas las
impedancias en términos de los coeficientes de reflexión (S11) en función de la
frecuencia.
2 3 4 51 6
0.5
1.0
1.5
0.0
2.0
freq, GHz
Sta
bF
act1
Readout
m5
det
Readout
m6
m5freq=StabFact1=0.539
2.200GHz
m6freq=det=0.227
2.200GHz
Page 37
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
32
Durante el proceso el simulador hace un barrido en frecuencia de S11 dentro de
una región circular en la carta de Smith especificando el radio y el centro de la
región para limitar el número de puntos a calcular, además de la impedancia del
sistema (Z0 = 50 ) como se muestra en la figura 2.6. Después el simulador
calcula la PAE para cada coeficiente de reflexión, proporcionando el valor de los
coeficientes donde la PAE es máxima, es decir, la impedancia donde hay
menos pérdidas de potencia. Una vez que se obtienen las impedancias se
puede trabajar con la optimización de las mismas mediante una sintonización y
ajustes finos.
Figura 2.6. Configuración del área de barrido para el análisis load/source- pull. El
procedimiento para el análisis load/source-pull se muestra a continuación y
está basado en el trabajo [18]:
1. Inicialmente, se pone la impedancia de carga del segundo armónico en
una baja impedancia emulando un corto circuito tal como 0.01 Ω, la
impedancia del tercer armónico se pone en una alta impedancia
emulando un circuito abierto aproximada a 2500 Ω. Y las impedancias de
los demás armónicos se ponen a 50 Ω. Se realiza el análisis de load-pull
para el primer armónico.
2. Poner la impedancia de carga calculada del primer armónico en el paso 1
y realizar el análisis source-pull para el primer armónico.
Page 38
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
33
3. Poner la impedancia de la fuente del primer armónico calculada en el
paso 2 y repetir el paso 1.
4. Poner la impedancia de carga del primer armónico calculada en el paso 3
y realizar el análisis de source-pull para el segundo armónico.
5. Se pone la impedancia de la fuente del segundo armónico calculado en
el paso 4 y realizar el análisis de source-pull para el tercer armónico.
6. Cuando se completan todos los pasos anteriores, las impedancias de
entrada y de salida para la frecuencia fundamental pueden ser
determinadas en base a las impedancias de entrada y de salida de los
armónicos calculados en los pasos 3 y 4.
En este análisis se obtienen contornos en la carta de Smith en los cuales se
puede ver el valor de PAE y la potencia de salida en diferentes puntos, en cada
punto hay diferentes impedancias, el objetivo de estos contornos es encontrar el
valor máximo de PAE y potencia de salida. Este proceso se realiza para
encontrar las impedancias correspondientes a la frecuencia fundamental y de
los dos primeros armónicos para fuente y en la carga. En la figura 2.7 se
muestran los contornos para la frecuencia fundamental en la carga y en la
fuente el marcador (m1) corresponde a la PAE y el (m2) corresponde a la
potencia de salida
En la figura 2.7 a) corresponde con los valores de la carga y la b) corresponde
con los valores de la fuente en a) se nota que los valores para PAE y potencia
de salida son menores que en b), debido a que se realiza la técnica de source-
pull en la entrada del transistor y encuentra una impedancia donde la potencia
de salida y la PAE aumentan. En la figura 2.8 a), b) y c) se pueden ver los
valores sintonizados para la frecuencia fundamental los valores aumentan
debido a que se considera la entrada y la salida del transistor, en las figura 2.9 y
2.10 se presentan los resultados para el primer y segundo armónico, en a) se
muestran los valores para la fuente y en b) para la carga, al final sintonizando
valores obtenemos una PAE= 85% y una potencia de salida de 39.17dBm,
Page 39
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
34
armónicos. Los valores de las impedancias ya sintonizadas se presentan en las
tablas 2.1 y 2.2.
a) b) Figura 2.7. Análisis de load/source pull para la frecuencia fundamental, a) paso 1,
PAE=75.74%, P_salida=36.74dBm, b) Paso2, PAE=82.64%, P_salida=36.56dBm.
a) b) c Figura 2.8. Análisis de load/source pull y sintonización para la frecuencia fundamental,
a) paso 3, PAE=83.64%, P_salida=37.72dBm, b) paso 2, PAE=84.73%,
P_salida=39.07dBm, c) paso 1, PAE=84.41%, P_salida=37.84dBm. Contornos de PAE
(m1), Contornos de la potencia de salida (m2).
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 33.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
30.658 / 102.314
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 28.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.658 / 102.314level=75.740533, number=1impedance = Z0 * (0.331 + j0.750)
3m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.632 / 67.552level=36.749878, number=1impedance = Z0 * (0.656 + j1.274)
19
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 45.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
10.746 / 179.390
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 40.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
190.525 / -154.513
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.872 / -172.186level=82.640015, number=1impedance = Z0 * (0.069 - j0.068)
1m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.525 / -154.513level=36.569256, number=1impedance = Z0 * (0.326 - j0.203)
19
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 37.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
40.571 / 105.208
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 30.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.571 / 105.208level=83.43027, number=1impedance = Z0 * (0.415 + j0.678)
4m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.594 / 67.035level=37.720447, number=1impedance = Z0 * (0.727 + j1.230)
19
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 41.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
40.845 / -176.248
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 42.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
40.846 / -177.876
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.908 / -168.602level=84.737435, number=1impedance = Z0 * (0.049 - j0.100)
4m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.907 / -168.590level=39.079121, number=1impedance = Z0 * (0.049 - j0.100)
4
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 35.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
40.571 / 105.208
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 30.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.587 / 109.650level=84.419023, number=1impedance = Z0 * (0.377 + j0.636)
4m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.564 / 59.053level=37.843464, number=1impedance = Z0 * (0.924 + j1.311)
19
Page 40
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
35
a) b)
Figura 2.9. Análisis de load/source pull y sintonización para el segundo armónico, paso
5,a) source-pull, PAE=84.82%, P_salida=39.39dBm,b) load pull, PAE=85.35%,
P_salida=38.50dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2).
a) b)
Figura 2.10. Análisis de load/source pull y sintonización para el tercer armónico, paso
5,a) source-pull, PAE=85,21, P_salida=39.17dBm,b) load pull, PAE=85.81%,
P_salida=38.86dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2).
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 53.000)P
AE
_co
nto
urs
_p
300.759 / -135.678
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 4.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
40.951 / -136.027
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.759 / -135.678level=84.829896, number=1impedance = Z0 * (0.159 - j0.398)
30m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.951 / -136.027level=39.395949, number=1impedance = Z0 * (0.029 - j0.403)
4
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 20.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
20.717 / -167.838
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 23.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
30.967 / -179.058
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.998 / 172.541level=85.355881, number=1impedance = Z0 * (8.759E-4 + j0.065)
2m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.642 / 151.413level=38.506018, number=1impedance = Z0 * (0.232 + j0.242)
3
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 5.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
300.759 / -135.678
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 38.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
40.951 / -136.027
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.864 / -53.377level=85.218556, number=1impedance = Z0 * (0.355 - j1.938)
5m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.706 / -169.104level=39.174459, number=1impedance = Z0 * (0.174 - j0.093)
4
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 3.000)
PA
E_
co
nto
urs
_p
31.322 / -60.571
m1
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 22.000)
Pd
el_
co
nto
urs
_p
30.967 / -179.058
m2
m1indep(m1)=PAE_contours_p=1.322 / -60.571level=85.819785, number=1impedance = Z0 * (-0.516 - j1.590)
3m2indep(m2)=Pdel_contours_p=1.020 / -61.139level=38.864349, number=1impedance = Z0 * (-0.038 - j1.692)
3
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
36
Las tablas 2.1 y 2.2 muestran la importancia de acoplar la entrada/salida del
transistor a los puertos de entrada/salida del amplificador (Z0), mediante las
impedancias de la fuente (ZS) y de la carga (ZL), impedancias que han sido
encontradas para la frecuencia fundamental (2.2 GHz) y para los armónicos de
segundo y tercer orden (4.4 y 6.6 GHz). A medida que se acoplan las
frecuencias de un orden superior, se puede observar un importante incremento
en la PAE y en la potencia de salida del amplificador.
Tabla 2.1. PAE, Potencia de salida e Impedancias de la fuente para la
frecuencia fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden.
Freq
[GHz]
PAE
[%]
Psalida
[dBm] ZS
2.2 84.73 39.07 2.192-j4.90
4.4 84.82 39.39 9.87-j14.41
6.6 85.21 39.17 20.98-j104.51
Tabla 2.2. PAE, Potencia de salida e impedancias de la carga para la
frecuencia fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden.
Freq
[GHz]
PAE
[%]
Psalida
[dBm] ZL
2.2 84.41 39.07 17.14+j29.82
4.4 85.35 38.50 0.004+j3.25
6.6 85.81 38.86 77.16+j201.98
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
37
2.5.- Diseño de las redes de acoplamiento
El siguiente paso es diseñar las redes que funcionaran como filtros de los
primeros dos armónicos con las impedancias calculadas y acoplarlas a 50 de
tal manera que obtengamos una máxima potencia y máxima PAE a la salida del
amplificador, el procedimiento que se ha llevado a cabo para calcular las redes
de acoplamiento es mediante la técnica de línea y stub (codo), este
procedimiento es simple de realizar mediante la herramienta “Carta de Smith”
que proporciona el simulador ADS, esta aplicación es como se muestra en la
figura 2.11, la cual permite acoplar la fuente o la carga con cualquier
impedancia mediante distintos componentes en este caso se usa una línea y
stub.
Figura 2.11. Herramienta de la carta de Smith en
ADS para calcular las redes de acoplamiento del AP.
La técnica de línea y stub es razonablemente estable y facilita la optimización
después de construir el circuito. El tipo de stubs que se usan son abiertos ya
que son fáciles de fabricar. En la aplicación de la carta de Smith se tiene la
opción de utilizar ambos, stub en abierto o en corto. El valor de la longitud de la
línea se puede calcular con otra aplicación en ADS, llamada LineCalc (cálculo
de las líneas) como se muestra en la figura 2.12 [19].
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F
38
Esta herramienta calcula la longitud y el ancho de las líneas y stubs a partir de
los datos arrojados en la herramienta de la Carta de Smith. Para este cálculo se
deben incluir las propiedades del material dieléctrico de la placa base (RF-35),
en esta aplicación se calculan las dimensiones físicas de las redes acopladas
para la frecuencia fundamental y armónicos utilizando los datos de las tablas
2.1 y 2.2.
Figura 2.12. Herramienta para calcular el ancho y largo de las líneas y
stubs para las redes de acoplamiento en función del material dieléctrico.
La combinación de las herramientas mencionadas nos proporcionan los valores
de los elementos del circuito. Las dimensiones finales de las líneas y stubs a la
frecuencia fundamental, segundo y tercer armónico se muestran en la tablas 2.3
y 2.4.
Page 44
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
39
Tabla 2.3. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la fuente.
Freq
[GHz] # Linea
W
[mm]
L
[mm] # Stub
W
[mm]
L
[mm]
2.2 1 1.090200 1.237 1 1.090200 15.72
4.4 2 1.090200 14.238 2 1.090200 11.84
6.6 3 1.090200 6.64 3 1.090200 7.245
Tabla 2.4. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la carga.
Freq
[GHz] # Linea
W
[mm]
L
[mm] # Stub
W
[mm]
L
[mm]
2.2 1 1.090200 12.012 1 1.090200 11.35
4.4 2 1.090200 0.782 2 1.090200 8.66
6.6 3 1.090200 6.26 3 1.090200 4.90
Todas las microcintas están calculadas en base al material (RF-35), sus
propiedades físicas y eléctricas están en tabla 2.5. Los valores de los elementos
que obtuvimos (líneas y stubs) serán optimizados para afinar la respuesta y
obtener una PAE elevada y una potencia de salida grande.
Tabla 2.5. Propiedades físicas y eléctricas del sustrato elegido (RF-35).
Nombre Descripción unidades Valor
H Espesor del sustrato (mm) 0.500
Er Constante dieléctrica relativa No 3.500
Mur Permeabilidad relativa No 1.00
Cond Conductividad del material conductor S/metro 4.1e+07
Hu Altura de la cubierta No 3.9e+034
T Espesor del conductor (um) 35.000
Tan& Tangente de pérdidas No 1.800e-3
Rough Rugosidad del conducto (mm) 0.000
2.6.- Simulación del Amplificador de Potencia
La mayoría de las simulaciones realizadas se orientaron para maximizar la PAE
y la potencia de salida, para esto se utilizaron módulos de optimización, los
cuales permitieron realizar un ajuste fino de las dimensiones físicas para las
líneas de microcinta previamente calculadas. En la figura 2.13 se ve el
esquemático final que incluye las redes de acoplamiento en la entrada y salida,
elementos pasivos que sirven para el bloqueo de señales de RF y DC además
Page 45
Diseño de un amplificador de potencia tipo F
40
de reducir o bloquear el ruido que pueda agregar la fuente de alimentación, en
la figura 2.14 se presentan los módulos de estímulos y control donde se
configuran la potencia de entrada, cálculo de ganancia, PAE, etc. Los
resultados de la simulación final con los valores optimizados de las líneas de
acoplamiento se pueden observar en la tabla 2.6.
Page 46
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
41
Figura 2.13. Esquemático final para el diseño del AP tipo F.
Page 47
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
42
Figura 2.14. Esquemático final para el diseño del AP tipo F (Estímulos y Control).
Page 48
43
Tabla 2.6. Valores finales para el diseño del AP tipo F.
Pentrada
[dBm]
Pdc
[W]
Pdel_dBm
[dBm]
Pdel_W
[W]
Ganancia
[dB]
PAE
[%]
Ƞ
[%]
25 12.73 40.43 11.054 15.43 84.29 86.77
La tabla sintetiza los estímulos que envuelven al amplificador, este es excitado a la
entrada por una señal de 2.2 GHz con una potencia de 25dBm (316mW), la
potencia de la fuente de alimentación en DC es de 12.73 W, la potencia de salida
resultante es de 11.054W (40.43dBm) teniendo una ganancia de 15.43dB, una
eficiencia de 86.77% y una PAE de 84.29%. Por otra parte, el simulador también
nos permite observar las curvas de voltaje en la compuerta y en el drenaje del
transistor, las ondas mostradas en la figura 2.15 corresponden a una señal cuasi-
cuadrada que conmuta a 2.2 GHz, esta señal es la resultante de la fundamental
más la contribución de los armónicos, esto resulta más notorio en el voltaje de
salida, ya que los armónicos en la compuerta son muy débiles.
Figura 2.15. Voltaje de compuerta (m1) y drenaje (m2) del transistor del AP.
Page 49
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
44
Sin embargo una vez que la señal se ha desplazado a lo largo de las líneas de
transmisión podemos observar en la figura 2.16 el efecto regenerativo de las redes
de acoplamiento, en esta grafica se observa la señal cuasi-senoidal de entrada y
salida vista desde los puertos de acceso al AP. Las redes de acoplamiento en este
tipo de amplificador tienen dos objetivos primordiales, dejar pasar la señal
fundamental y filtrar la contribución del armónico de segundo orden (para el
voltaje) y por otro lado para la corriente ocurre un fenómeno similar, las redes de
acoplamiento dejan pasar la contribución de la fundamental y filtran la contribución
del armónico de tercer orden, resultando una señal de entrada y de salida como la
representada en la figura 2.17. El procedimiento de fabricación del amplificador se
puede ver a detalle en el anexo B,
Figura 2.16. Voltaje de entrada (m1) y salida (m2) del AP.
Figura 2.17. Corriente de entrada (m1) y salida (m2) del AP.
Page 50
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
45
CAPÍTULO 3
CARACTERIZACIÓN EXPERIMENTAL Y ANÁLISIS DE
RESULTADOS
3.1.- Caracterización experimental
Es necesario verificar el desempeño del amplificador a través de mediciones
mediante la caracterización eléctrica. El dispositivo está diseñado para trabajar
con una potencia de entrada de 25dBm. Sin embargo, el generador de señal
disponible en el laboratorio sólo puede emitir una potencia máxima de 20dBm. Por
lo tanto, se requiere un pre-amplificador para aumentar la potencia de entrada
hasta 25dBm.
En la figura 3.1 se ve un diagrama a bloques simplificado de la configuración de
medición que se usará para caracterizar el amplificador, como se observa en la
figura se debe colocar un atenuador después del DUT (Device Under Test), ya que
el analizador de espectros es muy sensible a potencias elevadas y es probable
que se dañe si se inyecta directamente la señal de salida, el atenuador que se usa
es de alta potencia (Mini-Circuits BW-N30W20+) y se coloca entre el equipo de
medición y el dispositivo bajo prueba para atenuar la señal a un nivel de potencia
aceptable. Antes de realizar las mediciones de debe de verificar que los valores
requeridos sean los correctos además de calibrar el equipo.
Page 51
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
46
Figura 3.1. Configuración para las mediciones del AP.
3.2.- Medición del voltaje de polarización de la compuerta
A pesar de que el modelo no lineal del transistor utilizado en ADS está diseñado
específicamente para trabajar con la tecnología HEMT, hay una pequeña
diferencia entre el modelo y el transistor real. Para obtener el mismo conjunto de
parámetros S en el dispositivo y en la simulación la corriente de polarización para
el drenaje debe ser la misma. El voltaje de drenaje se ajustó manualmente hasta
los 28 V, con este voltaje y con 23dBm de potencia de entrada, la corriente de
polarización de drenaje es de 560 mA, con una potencia de salida de 38.26dBm.
La PAE máxima se espera con las siguientes condiciones Vd = 28 V, Vg = -2.9 V y
Pentrada = 25dBm. De manera experimental se obtiene una máxima PAE de 41.6%
con Vd = 28 V, Vg = -2.9V, Pentrada = 23dBm.
Pre-AP. AP-FAtenuador de
Potencia RFRF
Page 52
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
47
3.3.- Medición de PAE, eficiencia y ganancia
De acuerdo con los resultados de la simulación, la máxima PAE que se espera es
aproximadamente 84% con una entrada de potencia de 25dBm. En la figura 3.2 se
muestra la PAE simulada y la PAE medida (línea continua) y estimada (línea
punteada), la PAE y eficiencia medida con 20dBm de entrada son de 24% y
25.6%, para verificar la proyección se consiguió trabajar con un pre-amplificador
que nos entregó 23dBm y la PAE medida alcanzó 41.6% mientras que la
estimación de la curva según la figura 4.2 está aproximadamente 50%, se estima
que este valor se incremente de manera exponencial a medida que la potencia de
entrada aumenta, la estimación muestra que alcanzará una PAE aproximada del
75% cuando la potencia de entrada sea de 25dBm. En la simulación la PAE
comienza a disminuir cuando la potencia de entrada va más allá de 25dBm, lo que
implica que la señal es recortada a medida que el AP se satura. Por otra parte la
eficiencia η, se muestran en la figura 3.3.
Figura 3.2. PAE contra Pentrada simulada y medida con las
siguientes condiciones de entrada (Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz).
Page 53
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
48
La mayor eficiencia η medida que se encuentra es de 42.9% para una potencia de
entrada de 23 dBm, sin embargo, cuando la potencia de entrada es de 25dBm la
eficiencia estimada (línea punteada) es aproximadamente de 81%.
La tendencia de la PAE y la eficiencia es la misma, ambas incrementan
exponencialmente a medida que la potencia de entrada aumenta, sin embargo,
como se muestra en la simulación de la PAE de la figura 3.2 este incremento no
es indefinido. En teoría los amplificadores tipo F pueden alcanzar eficiencias del
100%, sin embargo esto no se ha llegado a verificar debido a que no se inyectó la
potencia suficiente, esto se soluciona cuando al puerto de entrada se le inyecta
una potencia de 25 dBm.
Figura 3.3. Medición de eficiencia (η) contra Pentrada
(Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz) del AP.
Page 54
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
49
Figura 0.4. Medición de parámetros S con una potencia de entrada de 0 dBm y un barrido
en frecuencia desde MHz hasta 4 GHz del AP.
Las mediciones de coeficiente de reflexión de entrada, salida y ganancia, se
efectuaron mediante el uso de un analizador de redes vectoriales (VNA, por sus
siglas en inglés) Anritsu MS4624B, este analizador ha sido previamente calibrado
para lograr eliminar de la medición los parásitos introducidos por los cables y
desadaptaciones debidas a los conectores, en la figura 3.4 se muestra el diagrama
del banco de medición. A la entrada del amplificador de potencia se inyectan 801
puntos de frecuencia desde 500 MHz hasta 4 GHz, el equipo permite tener a la
entrada potencias que van desde los -85dBm hasta los 5dBm, sin embargo en la
medición se inyectaron 0 dBm.
En la figura 3.5 se muestra la ganancia en función de la frecuencia, en esta figura
se observa que entre 500 y 900 MHz se alcanzan ganancias superiores a los
20 dB (100 veces), entre los 900 MHz y los 2.2 GHz se tienen ganancias de 18 dB
a 19dB, mientras que frecuencias mayores a 2.5 GHz se tienen ganancias del
orden de 12dB. Es importante mencionar que el comportamiento en ganancia
puede ser alterado por la potencia de entrada, de manera que a medida que se
incrementa la potencia de entrada/salida, la ganancia puede decrecer o
incrementar en algunos puntos específicos de frecuencia.
AP
Analizador deRedes Vectorial
Fuente de alimentación Vg
Vd
P1 P2
Page 55
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
50
En la figura 3.6 podemos observar el comportamiento teórico de la ganancia en
función de la frecuencia, podemos constatar que son comportamientos muy
similares con respecto a la ganancia medida con una importante diferencia entre
2.3 a 2.4 GHz, esta diferencia es debida a que el diseño del amplificador ha sido a
partir de los parámetros S no lineales y lo más recomendable hubiera sido haber
medido los parámetros S del transistor en este régimen de operación. Sin
embargo, en el resto de la curva simulada el comportamiento tiene una tendencia
similar a la curva medida.
Figura 0.5. Ganancia en función de la frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a 2.2 GHz.
Figura 3.6. Ganancia en función de la frecuencia (Simulada) para un Vd=28V, Vg=-2.9V
a 2.2 GHz.
-4 0
-3 0
-2 0
-1 0
0
1 0
2 0
0 .5 1 1 .5 2 2 .5 3 3 .5
S2
1 (
dB
)
F r e c u e n c ia (G H z )
1 9 d B @ 2 .2 G H z
0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.50.0 4.0
-20
0
20
-40
30
freq, GHz
dB
(S(2
,1))
Readout
m9
m9freq=dB(S(2,1))=16.000
2.202GHz
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
51
Otro parámetro importante de observar en el amplificador de potencia es el
coeficiente de reflexión de entrada o parámetro S11, el cual se considera muy
aceptable cuando es inferior a -10 dB (10% de reflexión), en este caso se puede
ver en la medición de la figura 3.7 que para la frecuencia de diseño a 2.2 GHz ha
alcanzado un valor de -17 dB (2% de reflexión).
Figura 3.7. Acoplamiento de entrada (S11) en función de la
frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a 2.2 GHz.
Otra figura de mérito que se ha analizado y medido es el coeficiente de reflexión
de salida o parámetro S22, este comportamiento se muestra en la figura 3.8,
también este coeficiente es preferible cuando es inferior a -10dB, en este caso se
tiene a la frecuencia de diseño un valor de -11.9dB (6.4% de reflexión). Lo cual
nos indica que a la salida del amplificador no se necesitará de elementos extras
para acoplar la señal a una antena.
-2 5
-2 0
-1 5
-1 0
-5
0
0 .5 1 1 .5 2 2 .5 3 3 .5
S1
1 (
dB
)
F re c u e n c ia ( G H z )
-1 7 d B @ 2 .2 G H z
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
52
Figura 3.8. Acoplamiento de salida (S22) en función de la
frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a 2.2 GHz.
En la tabla 3.1 presentamos una síntesis de los principales resultados del
amplificador de potencia. Las mediciones fueron realizadas para la potencia
máxima en que se pudieron llevar a cabo las pruebas (23dBm). Se observa que la
potencia de salida medida es muy similar a la potencia de salida simulada, debido
a que las ganancias son muy parecidas, sin embargo, existe una notoria diferencia
en lo que a PAE y eficiencia conciernen, pero sabemos que el crecimiento de
estos parámetros es muy rápido con los aumentos en la potencia de entrada, de
manera que las predicciones indican que para una entrada de 25dBm se podrían
alcanzar valores de PAE y eficiencia de 75 y 81 % respectivamente.
Tabla 3.1. Parámetros importantes simulados y medidos, para Vd=28V, Vg=-2.9V
a 2.2 GHz
Pentrada Psalida PAE ƞ Ganancia
Simulada 23 dBm 39.9 dBm 81% 83.3% 16 dB
Medida 23 dBm 38.26 dBm 41.6% 42.9% 19 dB
-1 5
-1 0
-5
0
0 .5 1 1 .5 2 2 .5 3 3 .5
S2
2 (
dB
)
F re c u e n c ia (G H z)
-1 1 .9 d B @ 2 .2 G H z
Page 58
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
53
Finalmente en la Tabla 3.2 se presenta la comparación de diferentes AP´s
comerciales, algunos de estos amplificadores presentan una ganancia más
elevada con respecto a nuestro prototipo, esta desventaja se puede resolver
fácilmente mediante un preamplificador, sin embargo, podemos observar una
importante diferencia en costo, eficiencia y PAE, para este análisis solo
consideramos los costos invertidos en materiales (y no el trabajo intelectual).
Tabla 3.2. Comparación de PAE, eficiencia, figuras de mérito y precios
de amplificadores de potencia comerciales con el nuestro.
Modelo. PAE
[%]
Pout
[dBm]
G
[dB]
Ƞ
[%]
Precio
[dólares]
Frec
[MHz]
ZHL-10W-2GH+ (mini-
circuits) 8.33 40 43 8.33 $ 1,295
700 a
2200
ZHL-16W-43+ (mini-
circuits) 11.22 41 45 11.23 $ 1,595
1800-
4000
Este trabajo @ 2.2 GHz 41.6 38.26 19 42.9 $ 153 500-
2.2000
1105-BBM3Q5KAM (RF -
Systems) 16.12 40 46 16.1 -- 800-2500
1031-BBM3Q6A9J (RF-
Systems) 30.76 40 40 30.7 -- 800-3000
AHP0230-09-4040 (Wenteq) 29.76 40 40 29.7 $ 850 2200-
2400
A2CP2596 (Teledyne) 16.90 34.5 23.5 16.9 $ 1878 20-2500
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
54
CAPÍTULO 4
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
4.1.- Conclusiones
A partir de la teoría de los amplificadores de potencia tipo F, se ha construido un
amplificador que presenta excelentes propiedades en potencia eficiencia y PAE a
la frecuencia de 2.2 GHz, este dispositivo es indispensable para sistemas de
comunicaciones que requieran de estas características como la banda 3G (2.11-
2.17 GHz).
Se ha diseñado el amplificador tipo Fa partir de los elementos del circuito eléctrico
equivalente no-lineal, con este modelo eléctrico se extraen las impedancias para la
fundamental, segundo y tercer armónico mediante el simulador ADS y usando la
técnica variación de impedancias en la fuente y en la carga (en inglés
source/load/pull), para adaptar las redes que se comportan como filtros y añaden
la energía de los armónicos a la principal.
El modelado parte de un circuito equivalente de pequeña señal o lineal y es
convertido a no-lineal, mediante esta estrategia es posible entonces economizar
enormemente al momento de un diseño en el régimen de potencia, ya que permite
el no utilizar sintonizadores de carga o de analizadores de los parámetros de
dispersión no lineales X (p.e. la serie de analizadores vectoriales de redes PNAX
de Keysight o la serie R&S ZVA de la compañía Rohde and Schwarz), los cuales
son muy costosos. Una de las bondades de nuestro diseño y desarrollo es que no
necesito el uso de equipos costosos.
El amplificador ha sido diseñado para que a la frecuencia de 2.2 GHz proporcione
una PAE mayor o igual a 80% con una potencia de entrada de 25dBm. El
desempeño mostrado a partir de las simulaciones tiene un excelente acuerdo con
los resultados obtenidos en las mediciones del diseño del amplificador. Estos
resultados demuestran la validez y pertinencia de nuestra estrategia de diseño y
desarrollo de un amplificador de bajo costo tipo F.
Page 60
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
55
La PAE medida presenta una desigualdad con la simulada probablemente por los
parámetros del transistor que se han tomado en cuenta en el cálculo de las redes
de acoplamiento, ya que estos valores son obtenidos por el fabricante de un lote
de transistores y de los cuales obtienen la media. Una medida importante que se
puede llevar a cabo para reducir al máximo esta diferencia es el realizar
mediciones de los parámetros S del transistor en el régimen de operación del
amplificador de potencia. Por otra parte, también se ve afectado el rendimiento del
AP por el calor autogenerado, este es considerado en la simulación, sin embargo
es difícil predecirlo con precisión.
4.2.- Recomendaciones
Se invita a analizar el comportamiento de este amplificador para potencias de
entrada más elevadas hasta encontrar el punto de saturación.
Se recomienda en futuros trabajos efectuar mediciones de parámetros S en el
régimen de operación al que se va a trabajar el amplificador, para efectos de tener
una mayor precisión en la estimación a partir del simulador de sus figuras de
mérito.
También se aconseja el analizar el comportamiento en otros puntos de frecuencia
en los que puede también tener una elevada eficiencia.
Page 61
Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
56
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[16] CREE “CGH40010 10W, RF Power GaN HEMT”. Large Signal Models
Available for SiC & GaN
[17] Cree, Inc. “proprietary large-signal model CGH40025F_r6 for Applied Wave
Research’s Microwave Office generated the results in this application note”
[18]Agilent, “Presentation on Load Pull simulation using ADS”, [Online] Available:
www.agilent.com/find/eesof
[19]”Smith Chart, Custom Plotting, and TLine Transient Response”, ADS Session
2-1
[20] Benjamin Braaten, “Introduction to Advanced Design System (ADS) by Agilent
Technologies”, ECE Department, North Dakota State University, pp 8-20.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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ANEXO A
PARÁMETROS S
La tabla A.1 y A.2 compara los datos del modelo no-lineal de la, con los datos
proporcionados por el fabricante, se observa un excelente acuerdo en los 4
parámetros S tanto en magnitud como en fase. Estos parámetros se obtuvieron
desde 500 MHz hasta 6 GHz, aquí solo se presentan unos cuantos parámetros,
pero en todos los puntos de frecuencia se ha obtenido una buena similitud.
Tabla A.1. Parámetros S de la simulación con el modelo no lineal.
Frecuencia S11 S21 S12 S22
500 MHz 0.913/-125.0 17.2/107.8 0.026/21.1 0.32/-92.7
1000 GHz 0.895/-157.7 9.412/84.0 0.028/0.70 0.30/-118.8
1.5 GHz 0.892/-173.2 6.368/68.63 0.028/-11.1 0.328/-130.3
2.0 GHz 0.892/175.96 4.78/55.7 0.027/-20.1 0.36/-138.4
2.5 GHz 0.893/167.0 3.82/44.0 0.025/-27.64 0.40/-145.8
3.0 GHz 0.89/158.7 3.18/32.8 0.024/-33.9 0.44/-153.0
Tabla A.2. Parámetros S del modelo no lineal del fabricante.
Frecuencia S11 S21 S12 S22
500 MHz 0.90/-123.3 17.19/108.2 0.027/21.3 0.34/-90.81
1000 GHz 0.89/-156.6 9.43/83.8 0.029/0.19 0.31/-117.4
1.5 GHz 0.88/-172.3 6.38/68.05 0.029/-12.1 0.34/-129.5
2.0 GHz 0.88/176.7 4.78/54.8 0.027/-21.6 0.38/-138.1
2.5 GHz 0.88/167.7 3.81/42.9 0.026/-29.5 0.42/-145.9
3.0 GHz 0.89/159.4 3.17/31.5 0.024/-36.2 0.46/-153.6
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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ANEXO B
CONSTRUCCIÓN
Construcción del diseño amplificador de potencia tipo F
Layout
Una vez que el diseño del amplificador de potencia está completo, el siguiente
paso es fabricarlo para comparar los resultados de la caracterización eléctrica y la
simulación. ADS cuenta con una herramienta para generar de forma automática el
diseño del esquemático mostrado en la figura B.1. Los elementos pasivos y
componentes de la fuente de alimentación no aparecen en este diagrama para
una fácil manipulación del circuito. Además se ha utilizado la herramienta de ADS
que permite crear el plano de tierra en la cara superior de forma automática [20].
El diseño utilizado para la fabricación del AP es el que se muestra a continuación
en la figura B.1. El tamaño del layout incluyendo el plano de tierra es de 5 cm de
ancho por 6.3 cm de largo.
Figura B.1. Layout generado en ADS para el AP.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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Litografía óptica
Se desarrolló el circuito impreso del amplificador a partir de ADS, la máscara
resultante se muestra en la figura B.2 en una hoja de acetato. La escala de la
máscara es 1:1, resultando un tamaño de 5.2 x 6.4 cm.
Figura B.2. Mascara del diseño para impresión de la placa.
El material a utilizar es el mismo que se ha considerado en las simulaciones, se
trata de la placa RF-35, esta ha sido lijada para tener la superficie en condiciones
adecuadas y se pueda sobreponer la máscara. En la figura B.3 se observa el corte
y limpieza de la placa.
Figura B.3. Proceso de corte y limpieza de la placa.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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El siguiente paso ha sido cubrir la placa con una película seca foto-resistente que
es sensible a la luz ultravioleta, esta se pega mediante agua y un proceso de
calor, esta película sirve para que el diseño del amplificador se transfiera a la
placa, es decir, sea velado. Una vez enfriada, encima de la película se coloca la
máscara, el proceso anterior se puede observar en la figura B.4.
Figura B.4. Colocación y curado de la película foto-resistente a la placa de Cu.
El diseño completo se pone bajo una lámpara de luz ultravioleta para provocar que
la película foto-resistente cambie sus propiedades y se transfiera el diseño en la
placa, este proceso aproximadamente toma un tiempo que va de 1 a 3 min.
Enseguida la placa es sometida a un reactivo llamado revelador que se encargará
de retirar el sobrante de la película foto-resistente dejando únicamente el diseño.
El siguiente paso es colocar la placa en cloruro férrico para retirar el exceso de
cobre y únicamente queden el diseño de AP como se muestra en la figura B.5. Por
último se retira la resina que no está revelada, generalmente es con agua u otro
disolvente como acetona.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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Figura B.5. Diseño del AP tipo F con algunos componentes montados
Disipador de calor
El disipador de calor que se utiliza es de aluminio (Al), este material es adecuado
para disipar el calor en dispositivos de potencia. Se han efectuado ranuras a la
entrada y salida para que los conectores coaxiales se puedan instalar. En la figura
B.6 se muestra el disipador ya adecuado para montar las placas del diseño.
Figura B.6. Disipador de calor de aluminio para el amplificador.
Montaje de los componentes
El siguiente paso es montar los componentes pasivos en el circuito, los
conectores, además del transistor de potencia CGH40010F, para terminar de
construir el amplificador y hacer las mediciones correspondientes. En la figura B.7
se puede observar la construcción del amplificador de potencia terminado.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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Figura B.7. Amplificador de potencia tipo F fabricado.
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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INDICE FIGURAS Y TABLAS
Figura 1.1. Familia de dispositivos de potencia. ................................................................. 10
Figura 1.2. Topología de los AP. ........................................................................................ 14
Figura 1.3. Diagrama de flujo para obtener el modelo en pequeña señal. ......................... 17
Figura 1.4. Modelo lineal equivalente del transistor GaN HEMT. ..................................... 19
Figura 1.5. Circuito equivalente a bajas frecuencias (frecuencias menores a 5 GHz). ...... 19
Figura 1.6. Circuito equivalente en T para frecuencias medianas y altas. ......................... 21
Figura 1.7. Extracción de las inductancias a partir de los parámetros Z para tecnología
HEMT de GaN. ..................................................................................................................... 22
Figura 1.8. Estimación de las resistencias con mediciones en polarización directa mediante
los parámetros Z para la tecnología HEMT de GaN. .......................................................... 24
Figura 1.9. Procedimiento para el diseño, modelado y simulación del AP tipo F. ............. 25
Figura 2.1. Circuito para obtener la relación I-V del transistor CGH40010F. .................. 27
Figura 2.2. Relación I-V del modelo CGH40010. ................................................................ 28
Figura 2.3. Curvas de temperatura de operación del transistor CGH40010. ..................... 29
Figura 2.4. Círculos de estabilidad obtenidos mediante ADS. El marcador m3 es para el
círculo de estabilidad de entrada y el marcador m4 es para el círculo de estabilidad de
salida. ................................................................................................................................... 30
Figura 2.5. Factor de estabilidad K (m5) y determinante Δ (m6). ....................................... 31
Figura 2.6. Configuración del área de barrido para el análisis load/source- pull. ............ 32
Figura 2.7. Análisis de load/source pull para la frecuencia fundamental, a) paso 1,
PAE=75.74%, P_salida=36.74dBm, b) Paso2, PAE=82.64%, P_salida=36.56dBm. .............. 34
Figura 2.8. Análisis de load/source pull y sintonización para la frecuencia fundamental, a)
paso 3, PAE=83.64%, P_salida=37.72dBm, b) paso 2, PAE=84.73%, P_salida=39.07dBm, c)
paso 1, PAE=84.41%, P_salida=37.84dBm. Contornos de PAE (m1), Contornos de la
potencia de salida (m2). ....................................................................................................... 34
Figura 2.9. Análisis de load/source pull y sintonización para el segundo armónico, paso
5,a) source-pull, PAE=84.82%, P_salida=39.39dBm,b) load pull, PAE=85.35%,
P_salida=38.50dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2). ... 35
Figura 2.10. Análisis de load/source pull y sintonización para el tercer armónico, paso 5,a)
source-pull, PAE=85,21, P_salida=39.17dBm,b) load pull, PAE=85.81%,
P_salida=38.86dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2). .... 35
Figura 2.11. Herramienta de la carta de Smith en ADS para calcular las redes de
acoplamiento del AP. ............................................................................................................ 37
Figura 2.12. Herramienta para calcular el ancho y largo de las líneas y stubs para las
redes de acoplamiento en función del material dieléctrico. ................................................. 38
Figura 2.13. Esquemático final para el diseño del AP tipo F. ............................................. 41
Figura 2.14. Esquemático final para el diseño del AP tipo F (Estímulos y Control). ......... 42
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Diseño de un amplificador de potencia tipo F.
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Figura 2.15. Voltaje de compuerta (m1) y drenaje (m2) del transistor del AP. .................. 43
Figura 2.16. Voltaje de entrada (m1) y salida (m2) del AP. ................................................ 44
Figura 2.17. Corriente de entrada (m1) y salida (m2) del AP. ............................................ 44
Figura 3.1. Configuración para las mediciones del AP. ...................................................... 46
Figura 3.2. PAE contra Pentrada simulada y medida con las siguientes condiciones de
entrada (Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz). .............................................................................. 47
Figura 3.3. Medición de eficiencia (η) contra Pentrada (Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz) del
AP. ........................................................................................................................................ 48
Figura 3.4. Medición de parámetros S con una potencia de entrada de 0 dBm y un barrido
en frecuencia desde MHz hasta 4 GHz del AP. .................................................................... 49
Figura 3.5. Ganancia en función de la frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a
2.2 GHz. ................................................................................................................................ 50
Figura 3.6. Ganancia en función de la frecuencia (Simulada) para un Vd=28V, Vg=-2.9V a
2.2 GHz. ................................................................................................................................ 50
Figura 3.7. Acoplamiento de entrada (S11) en función de la frecuencia para un Vd=28V,
Vg=-2.9V a 2.2 GHz. ............................................................................................................ 51
Figura 3.8. Acoplamiento de salida (S22) en función de la frecuencia para un Vd=28V,
Vg=-2.9V a 2.2 GHz. ............................................................................................................ 52
Figura B.1. Layout generado en ADS para el AP. ............................................................... 59
Figura B.2. Mascara del diseño para impresión de la placa. .............................................. 60
Figura B.3. Proceso de corte y limpieza de la placa. .......................................................... 60
Figura B.4. Colocación y curado de la película foto-resistente a la placa de Cu. .............. 61
Figura B.5. Diseño del AP tipo F con algunos componentes montados .............................. 62
Figura B.6. Disipador de calor de aluminio para el amplificador. ..................................... 62
Figura B.7. Amplificador de potencia tipo F fabricado. ...................................................... 63
Tabla 1.1. Estado del Arte en dispositivos construidos y medidos. ....................................... 8
Tabla1.2. Propiedades de algunos semiconductores. .......................................................... 11
Tabla1.3. Valores iniciales de diseño. .................................................................................. 13
Tabla 1.4. Máxima eficiencia teórica (ETM). ...................................................................... 14
Tabla 1.5. Parámetros extrínsecos e intrínsecos para el modelo lineal de GaN. ................ 24
Tabla 2.1. PAE, Potencia de salida e Impedancias de la fuente para la frecuencia
fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden. .................................................... 36
Tabla 2.2. PAE, Potencia de salida e impedancias de la carga para la frecuencia
fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden. .................................................... 36
Tabla 2.3. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la fuente. ................................... 39
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Tabla 2.4. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la carga. .................................... 39
Tabla 2.5. Propiedades físicas y eléctricas del sustrato elegido (RF-35). ........................... 39
Tabla 2.6. Valores finales para el diseño del AP tipo F. ..................................................... 43
Tabla 3.1. Parámetros importantes simulados y medidos, para Vd=28V, Vg=-2.9V a
2.2 GHz ................................................................................................................................. 52
Tabla 3.2. Comparación de PAE, eficiencia, figuras de mérito y precios de amplificadores
de potencia comerciales con el nuestro. ............................................................................... 53
Tabla A.1. Parámetros S de la simulación con el modelo no lineal. ................................... 58
Tabla A.2. Parámetros S del modelo no lineal del fabricante. ............................................ 58