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Proyecto Final
Crescitelli Alberto MaximilianoLaboratorio IV
Instituto Balseiro, CNEAUNCuyo
29 de junio de 2015
Se realizo el diseno y caraceterizacion de un dispositivo de RF
que consiste en tomar una senal de entrada y obtenerdos senales en
cuadratura, con una ganancia de 14dB. La banda de trabajo del
sistema va desde 1,18GHZ a 1,22GHz.El sistema se realizo con un
transistor Infineon BFP405 y un acoplador hbrido de 90o. El punto
de compresion de 1dBdel sistema se da para una potencia de entrada
de -26dBm y el punto de interseccion de tercer orden referenciado a
lapotencia de salida (OIP3) resulto ser de -5,1dBm.
1. Introduccion
Con el fin de aplicar los conocimientos adquiridos sobre
tecnicas de RF, en la catedra de Laboratorio IV, se realizo
eldiseno, simulacion y caracterizacion de un sistema de RF, el cual
tena como requerimientos tomar una senal de entradacon una potencia
de -12dBm, y obtener dos senales en cuadratura con una potencia de
2dBm cada una, teniendo todaslos puertos adaptados a 50. El rango
de frecuencias requerido fue de 1180MHz a 1220MHz. Para el diseno y
simulaciondel dispositivo se utilizo el software ADS, el cual
comprende una diversa gama de herramientas utiles para este
trabajo.
Dentro del diseno del dispositivo pueden encontrarse 5 partes
fundamentales. La primera tarea, concerniente a la etapade
amplificacion, fue fijar el punto de polarizacion del transistor,
lo cual se expone en la seccion 2.1. Una vez fijada lapolarizacion,
en la seccion 2.2 se realizan los calculos de impedancia de entrada
y salida del transistor, para obtener laganancia deseada, as como
tambien la verificacion de estabilidad del amplificador mediante el
factor de Stern. En laseccion 2.3 se detalla el diseno de las redes
de adaptacion, tanto de entrada como de salida, para adaptar las
impedanciasdel amplificador a los 50 dados por los requerimientos
de diseno. Una vez disenado el amplificador, para dividir la
senalen dos componentes en cuadratura, se utilizo un acoplador
hbrido de 90o disenado con lneas de microstrip. El diseno delmismo
se expone en la seccion 2.4. En la seccion 2.5 se realiza la
integraccion de todos los componentes, y se muestra elesquema del
dispositivo final.
Luego del diseno se procedio a caracterizar el dispositivo. Lo
primero que se realizo, fue una evaluacion de la respuestaen
frecuencia y en fase del mismo, seguido por su respuesta temporal,
lo cual se detalla en las secciones 3.1 y 3.2respectivamente. En la
seccion 3.3 se explica la forma en que se midio el punto de
compresion de 1dB, donde tambiense discuten los resultados
obtenidos y los problemas encontrados en el diseno. Finalmente, se
realizo una descripcion delbalance de armonicos con productos de
intermodulacion de tercer orden, y se midio (en las simulaciones)
el punto deinterseccion de tercer orden cuyos detalles se dan en la
seccion 3.4.
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2. Diseno del Sistema
2.1. Polarizacion del transistor
Para el diseno del amplificador se utilizo un transistor BFP405
de la empresa Infineon. Para establecer la polarizacionse escogio
la configuracion de emisor comun, como se muestra en la figura
1.
Figura 1: Esquema del transistor polarizado. Los valores de los
componentes son ideales (no comerciales.)
Se utilizo una fuente de alimentacion VCC = 20V y se escogieron
los valores de corriente de colector y tensionde colector-emisor IC
= 5mA y VCE = 4V respectivamente. Para obtener los valores
mencionados anteriormente, semidieron los parametros y VBE
simulando el funcionamiento del transistor. Se obtuvo = 94, 692 y
VBE = 0, 878Vrespectivamente. Luego, fijando R2 a 10k, se
calcularon IB , RC y R1 como se muestra a continuacion:
IB =IC
=5mA
94,69= 52, 8A
RC =VCC VCE
IC= 3, 2k (2.1)
R1 =VCC VBEIB +
VBER2
= 135, 985k (2.2)
Los capacitores que se observan se anadieron para desacoplar la
componente continua de la senal de entrada y evitarque la misma
mueva el punto de polarizacion. Los inductores cumplen un rol
similar, presentando un circuito abiertopara la senal de alterna en
la entrada, logrando que la misma entre por completo a la base del
transistor. Los valores decapacitancia e inductancia, pueden
resultar demasiado grandes en la practica, pero aqu se colocaron
dichos valores solopara cumplir el objetivo de desacople en la
simulacion.
Cabe destacar que todos los valores de los componentes
calculados, los cuales se muestran en la figura, no soncomponentes
comerciales y simplemente se utilizaron para los fines de la
simulacion. Un posterior analisis hubiese requeridoreemplazar
dichos valores, por valores comerciales y reajustar el resto del
sistema. Dicha tarea no alcanzo a realizarse porcuestiones de
tiempo.
A continuacion, se realizo una simulacion del circuito
polarizado mostrado en la figura 1 para verificar que los
parametroscalculados efectivamente fijan el punto de polarizacion
deseado. La configuracion de la simulacion en ADS se muestra enla
figura 2 y los resultados obtenidos se muestran en la figura 3.
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Figura 2: Configuracion de la simulacion realizada para evaluar
el transistor polarizado.
Figura 3: Resultados obtenidos de la simulacion del transistor
polarizado.
2.2. Calculo de impedancias de entrada y salida
Para realizar los calculos se escogio trabajar con parametros Y,
los cuales fueron directamente obtenidos de lassimulaciones con el
transistor polarizado.
Como parte de los requisitos era, para una potencia de entrada
de -12dBm, obtener una potencia a la salida de 2dBm,se partio con
el objetivo de disenar el amplificador de modo que tuviese una
ganancia de 14dB. Ya que previamente sehaba estipulado el uso de un
acoplador hbrido, el cual divide la potencia en dos mitades (para
la rama de transmision yla de acople), se propuso disenar el
amplificador para que tenga una ganancia de G = 18, 6dB. Los 0,6dB
extra, son unmargen que decidio dejarse, inicialmente, para las
perdidas de los materiales.
La ganancia del amplificador, en funcion de los parametros Y y
de la admitancia de carga YL se calcula con la ecuacion2.3.
G =|y21|2Re(YL)
|YL + y22|2Re(y11 y12y21y22+YL )(2.3)
donde y11 y y22 son las admitancias de entrada y salida
respectivamente y12 es el parametro de admitancia detransferencia
inversa, y21 el de admitancia de transferencia directa.
Con la ecuacion anterior, teniendo los parametros Y y sabiendo
la ganacia que desea tenerse, se puede calcular laadmitancia de
salida que debe tener el transistor. Para una ganancia G = 18, 6dB,
se obtuvo una impedancia de salida deZL = 17.
Para la impedancia de entrada, incialmente, se escogio ZS = 50,
ya que el mismo no afecta a la ganancia.Para evaluar la estabilidad
del amplificador, teniendo en cuenta la carga y la fuente, se
utilizo el factor de estabilidad
de Stern, dado por la ecuacion 2.4 donde g11 es la conductancia
de entrada y g22 la conductancia de salida. GS es laconductancia de
la fuente y GL la conductancia de la carga.
K =2(g11 +GS)(g22 +GL)
|y12y21|+Re(y12y21) , (2.4)
Si K > 1 el circuito sera estable particularmente para los
valores de impedancia dados y si K < 1 el circuitosera
potencialmente inestable.
Se calculo el factor de Stern para los valores de ZL y ZS
obtenidos, y se obtuvo un valor de K = 62, 3 con lo cual
elamplificador resulta incondicionalmente estable.
Para realizar los calculos se escribio un script en matlab, el
cual se adjunta con este informe.Con el fin de verificar los
valores obtenidos, se realizo una simulacion de parametros S en ADS
con la configuracion
mostrada en la figura 4Los resultados de la simulacion se
muestran en la figura 5. Aqu se observo que, al haberse elegido
arbitrariamente el
valor de impedancia de entrada, no se considero la posible onda
reflejada. Este error se vio reflejado en los resultados dela
simulacion en la figura 5.b, donde el parametro S11,
correspondiente a la onda reflejada, presenta un valor elevado.
La solucion a este problema fue colocar una red de adaptacion a
la entrada considerando un compromiso entre la ondareflejada hacia
la fuente y la onda reflejada hacia el transistor, a la salida del
mismo.
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Figura 4: Esquema de simulacion realizada para evaluar la
ganancia del amplificador.
Figura 5: Resultados de la simulacion de parametros S del
amplificador utilizando ZS = 50 y ZL = 17 a) Parametro S21.
b)Parametro S11.
2.3. Redes de adaptacion
Manteniendo ZL = 17, y aprovechando la gran dinamica en las
simulaciones de ADS para variar parametros yobservar al mismo
tiempo los resultados, se encontro que el parametro de reflexion
S11 disminuye considerablementepara valores alrededor de ZS = (35
j70) (ver figura 6). Con este nuevo valor se calculo nuevamente el
factor deestabilidad obteniendose K = 26, 7, con lo cual el
amplificador seguira siendo incondicionalmente estable. Por lo
tanto,decidio realizarse una red de adaptacion de entrada que
adapte una impedancia de Zin = 50 (dada por los requerimientosdel
sistema) a una impedancia ZS = (35 + j70) pertenenciente a la
impedancia de entrada conjugada del amplificador.
Figura 6: Simulacion de parametros S21 y S11 del amplificador
utilizando ZL = 17 y ZS = (35 j70).
El diseno de la red se realizo utilizando lneas de transmision
del tipo microstrip. Para la configuracion de lneas y la
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determinacion de los diferentes valores de impedancia de las
mismas, se utilizo la herramienta SmithChart provista porADS como
se muestra en la figura 7. Dicha herramienta tiene la flexibilidad
de visualizar dinamicamente los cambios enlos parametros S en
funcion de la frecuencia, mientras se varan los distintos puntos
sobre la carta de Smith. Esta ventajase utilizo para realizar los
ajustes finos, de acuerdo al espectro deseado, cuando se trabaja
con el sistema completo.
Figura 7: Diseno de la red de adaptacion de entrada utilizando
la herramienta SmithChart provista por ADS.
Para el diseno de los componentes de la red de adaptacion (largo
y ancho de las microtiras), se utilizo la herramientaLineCalc de
ADS, la cual permite introducir las caractersticas fsicas del
sustrato a utilizar, en este caso, el sustratoRogers RO4003
0.021E/1E. Una vez introducidas las caractersticas del sustrato, en
base a la impedancia caractersticaque se desea tener en la lnea,
LineCalc retorna los valores de ancho y largo que la misma debera
tener. Por lo tanto,obteniendo los valores de impedancha de
SmithChart e introduciendolos en LineCalc se obtuvieron los tramos
de lneacorrespondientes para la red de adaptacion deseada. La misma
se muestra en la figura 8
Figura 8: Red de adaptacion de entrada para adaptar Rin = 50
(puerto 1) a RS = (35 j70) (puerto 2).
Luego de tener la red disenada, se realizo una simulacion de
parametros S, con la configuracion mostrada en la figura9, y se
obtuvieron los resultados mostrados en la figura 10. Debido a la
simetra el parametro S11 es igual al S22 y el S12
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igual al S21. Puede verse que se obtiene un valor para S21 de
aproximadamente -0,2dB y alrededor de -34dB para S11,con lo cual
las impedancias quedan adaptadas.
Figura 9: Configuracion de la simulacion de parametros S
realizada para evaluar la red de adaptacion de entrada.
Figura 10: Resultados obtenidos de la simulacion de parametros S
de la red de adaptacion de entrada.
Una vez adaptada la impedancia de entrada, toda la potencia que
antes se tena en la onda reflejada (figura 5) ahora estransmitida
hacia el amplificador, por lo cual, a la salida se tendra una
potencia mayor que la esperada. El paso siguientefue disenar la red
de adaptacion de salida, (la adaptacion entre la impedancia de
salida del amplificador y la de salida delsistema Rout = 50, dada
por los requerimientos), desadaptando el resultado previo de ZL =
17 para lograr obtener laganancia deseada.
Utilizando la herramienta de SmithChart, y procediendo de forma
similar al diseno de la red de entrada, se logro obtenerel espectro
deseado para una ZL = (15, 87 j10, 19). Esto se observa en la
figura 11, donde el signo positivo en laimpedancia de carga,
corresponde al valor conjugado de la impedancia del
amplificador.
Porcediendo de la misma forma que antes para el diseno de los
distintos tramos de lnea de microstrip, utilizandoLineCalc, se
obtuvo la red de adaptacion de salida mostrada en la figura 12
Con el fin de evaluar la red de adaptacion de salida, al igual
que la de entrada, se realizo una simulacion de parametrosS, cuya
configuracion se muestran en la figura 13. Los resultados se
exponen en la figura 14. Puede verse que los parametrosS21 y S12
estan entre -1dB y -2dB en la banda de interes, lo cual corresponde
a haber desadaptado la salida para obtenerla ganancia deseada.
Esto, tambien trae su contraparte en los parametros de reflexion
S11 y S22, los cuales no presentanvalores tan bajos como en la red
de entrada. Nuevamente esto ultimo corresponde a la desadaptacion
de la salida.
Teniendo ya las dos redes de adaptacion, se concluyo la etapa de
amplificacion y el proximo paso fue la incorporacionde un acoplador
hbrido para dividir la senal amplificada en dos componentes
desfasadas 90o.
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Figura 11: Diseno de la red de adaptacion de salida utilizando
la herramienta SmithChart provista por ADS.
Figura 12: Red de adaptacion de salida para adaptar RL = (15, 87
j10, 19) (puerto 1) a Rout = 50 (puerto 2)
Figura 13: Configuracion de la simulacion de parametros S
realizada para evaluar la red de adaptacion de salida.
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Figura 14: Resultados obtenidos de la simulacion de parametros S
de la red de adaptacion de salida.
2.4. Acoplador hbrido
Para lograr dividir la senal de entrada en dos partes en
cuadratura, se diseno un acoplador hbrido de 90o, el cualtiene la
forma esquematica que se observa en la figura 15, donde Z0, en este
caso, corresponde a los 50 de impedancia desalida que se impone en
los requerimientos. Un acoplador de estas caractersticas lo que
hace es dividir la senal que entrapor el puerto 1 en dos partes
iguales con una diferencia de fase de 90o. Idealmente no debera
haber potencia acopladapor el puerto 4.
Figura 15: Esquema generico de un acoplador hbrido de 90o.
Como ya se conoce cuanto debe valer Z0 y la frecuencia de
trabajo, se utilizo LineCalc para el diseno, al igual que enlas
redes de adaptacion. El acoplador resultante, es el que se muestra
en la figura 16
Figura 16: Acoplador Hbrido de 90o disenado para dividir la
senal amplificada en dos componentes en cuadratura.
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Nuevamente, se realizo una simulacion de los parametros S para
evaluar el comportamiento de acoplador en la bandade frecuencias de
trabajo con la configuracion mostrada en la figura 17. Ademas se
realizo una simulacion de la fasede la senal en el puerto de senal
transmitida y el puerto de senal acoplada, para verificar que la
diferencia de fase seaefectivamente de 90o. Los resultados se
muestran en las figuras 18 y 19 respectivamente.
Figura 17: Configuracion del esquema de simulacion para el
acoplador hbrido.
Figura 18: Resultados de la simulacion de parametros S realizada
para el acoplador hbrido.
Figura 19: Resultados de la simulacion de Fase para los puertos
2 y 3 del acoplador hbrido.
Respecto a los parametros S, como todas los puertos estan
adaptados a 50 lo que se mide es la potencia de salidarespecto a la
entrada. La potencia que se refleja esta representada por (S11), la
potencia que sale por el puerto aislado esS41, el cual se
corresponde con el valor esperado, idealmente nulo. El parametro
S21 representa la potencia transmitida, yel parametro S31, la
potencia por el puerto acoplado. Como la potencia se divide
igualmente entre estos dos puertos, era deesperarse un valor de
-3dB en cada uno, lo cual se corresponde con los resultados, a
menos de unos 0,2dB correspondientea las perdidas en los
materiales.
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2.5. Integracion del sistema
Una vez finalizadas todas las etapas del diseno. Se integro el
sistema completo, quedando finalmente como se muestraen la figura
20, donde el puerto 1 representa la entrada, el puerto 2 la onda
transmitida, el puerto 3 la onda acoplada (encuadratura con la
transmitida), y el puerto 4 es el puerto aislado del acoplador
hbrido.
Figura 20: Sistema integrado con todos los componentes
disenados.
En la siguiente seccion, se procede a caracterizar el sistema
completo.
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3. Caracterizacion del Sistema
Con el fin de caracterizar el sistema disenado, se realizaron
simulaciones de la respuesta temporal y respuesta enfrecuencia.
Ademas, se exponen el punto de compresion de 1dB y el punto de
interseccion de tercer orden.
3.1. Respuesta en frecuencia
Para evaluar la respuesta en frecuencia y fase del sistema
completo, se realizo una simulacion de parametros S comola que se
observa en la figura 21. De ahora en mas se llamaran puerto de
entrada al pueto 1, puerto de transmision yacoplado a los puertos 2
y 3 respectivamente y puerto aislado al puerto 4, de la misma forma
en que aparecen en la figura21. Al tener la entrada y todas las
salidas a adaptadas a 50Ohm, los parametros S son equivalentes a
medir directamentela ganancia en potencia del sistema. Los
resultados se exponen en la figura 22.
Figura 21: Esquema de simulacion para evaluar la respuesta en
frecuencia del sistema.
Figura 22: Respuesta en frecuencia de los distintos puertos del
sistema. El parametros S21 y S31 se corresponden con la gananciaen
el puerto de transmision y puerto acoplado respectivamente. El
parametro S11 es la ganancia en la onda reflejada y el S41
laganancia por el puerto asilado.
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En los puertos 2 y 3 puede verse un ganancia de aproximadamente
14dB a una frecuencia de 1,2GHz, y un ancho debanda (a una cada de
3dB) que va entre 1,18GHz y 1,22GHz como se especificaba en los
requerimientos. La potenciareflejada por el puerto de entrada tiene
una ganancia de que va desde unos -10dB aproximadamente, hasta unos
-22dB enla banda deseada. Por ultimo en el puerto aislado, la
ganancia va desde -14dB hasta unos -31dB en la banda de interes,lo
cual resulta un valor aceptable ya que idealmente no se desea tener
potencia en ese puerto.
En la figura 23, se exponen los resultados obtenidos de la
respuesta en fase de los puertos 2 y 3.
Figura 23: Respuesta en fase de los puertos de salida 2 y 3.
Puede observarse, como dentro de la banda de interes, ambos
puertos tienen una diferencia de fase de 90o, lo cual secorresponde
con los requerimientos para obtener dos senales en cuadratura.
3.2. Respuesta temporal
A continuacion, se realizo una evaluacion de la respuesta
temporal del sistema, utlizando la configuracion que semuestra en
la figura 24. Todos los puertos estan adaptadas a 50Ohm, y se
coloca como senal de entrada una onda senoidalde -12dBm de
potencia.
Figura 24: Esquema de simulacion de la respuesta temporal del
sistema.
Los resultados se exponen en la figura 25. Puede notarse que la
respuesta demora unos 20 ns en llegar a su estadoestacionario con
una amplitud de unos 230mV. Tambien puede visualizarse claramente
el desfasaje de 90o entre los puertos2 y 3. Por el puerto 4 puede
observarse una senal distorsionada, con una amplitud de
aproximadamente un quinto de laque sale por los puertos 2 y 3.
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Figura 25: Respuesta temporal del sistema. En azul y rojo se
muestran las respuestas de los puertos 2 y 3 respectivamente.
Enmarron se observa la respuesta del puerto 4.
3.3. Punto de compresion de 1dB
La mayora de los amplificadores lineales tienen una ganancia
determinada para un cierto rango de frecuencias. Cuandose grafica
la potencia de salida en funcion de la potencia de entrada, se
observa una relacion lineal. La pendiente es laganancia (figura
26). A medida que la potencia de entrada crece, en algun punto, la
ganancia comienza de decaer. Lapotencia deja de crecer para un
incremento en la potencia de entrada, es decir, el amplificador se
satura. Su respuesta sevuelve no lineal, y produce distorsion,
armonicos, etc.
Resulta de interes conocer a que punto comienza a producirse la
compresion para que la potencia de entrada no lleguea dicho nivel y
produzca distorsion. Este fue precisamente uno de los errores
cometidos en este trabajo. Por falta deexperiencia o un descuido,
inicialmente se partio con la meta de obtener una ganancia de 14dB,
que era lo necesario paraque una entrada de -12dBm, produjese una
salida de 2dBm. Sin embargo, no se tuvo en cuenta la potencia de
entradapara la cual deba tenerse dicha ganancia de 14dB.
Figura 26: Esquema generico de la potencia de salida de un
amplificador lineal en funcion de la potencia de entrada. El punto
P1dBes la potencia de entrada para la cual la ganancia decrece 1dB
del valor lineal esperado.
En la figura 27 se muestra la configuracion de la simulacion
utilizada para encontrar el punto de compresion de 1dB
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del sistema disenado. Los resultados se muestran en la figura
28. En la parte superior de la figura se muestran los
datoscorrespondientes al puerto 2, y en la parte inferior, los
correspondientes al puerto 3. Ambos resultados son
practicamenteiguales como era de esperarse. En las figuras de la
izquierda, se graficaron la potencia de salida en funcion de la
potenciade entrada pra cada puerto. En azul se muestra la recta de
ganancia lineal ideal, y en rojo la funcion del
amplificadordisenado. En las graficas de la parte derecha de la
figura se muestra la ganancia en funcion de la potencia de entrada,
lacual debe ser constante en la zona lineal del amplificador.
Figura 27: Configuracion utilizada para la caracterizacion de
compresion de 1dB y el balanace de armonicos
Figura 28: Potencia de salida y ganancia del amplificador en
funcion de la potencia de entrada. a) corresponde al puerto 2.
b)corresponde al puerto 3.
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A continuacion se analizan los datos. Primeramente, como la
potencia de entrada especificada por los requerimientos erade
-12dBm, era de esperarse que dicha potencia estuviese en la zona
lineal del amplificador, donde la ganancia correspondea 14dB. Sin
embargo, debido a lo mencionado anteriormente esto no resulto de
tal manera, obteniendo una salida de-6,65dBm para una entrada de
-12dBm, dando una ganancia total de 5,3dB aproximadamente (como se
muestra en lasgraficas de la parte derecha de la figura). Esta
ganancia se debe a que para -12dBm de entrada, el amplificador esta
saturadoy trabajando en su zona no lineal. Puede verse que el punto
de compresion de 1dB se da para una potencia de entrada de-26dBm
aproimadamente, con lo cual el amplificador disenado funciona
correctamente para potencias menores a -26dBm,concluyendo aqu, la
mayor falencia del diseno respecto a los requerimientos. El
problema que se encontro fue que desdeun principio se apunto a
obtener una ganancia de 14dB, olvidandose por completo de la
potencia de entrada para lacual deba tenerse dicha ganancia. Esto
provoco la eleccion de un mal punto de polarizacion del transistor
lo cual haceque sature para las potencias de entrada requeridas.
Por lo tanto, se concluye que para trabajos futuros, es
importanteprimeramente fijar el punto de polarizacion teniendo en
cuenta la excursion y potencia que tendra la senal de entrada,para
asegurarse de no saturar el amplificador, y mantenerse en la zona
lineal.
3.4. Punto de interseccion de tercer orden
Cuando un amplificador se vuelve no lineal, comienza a producir
armonicos de la senal amplificada. Los armonicosen general pueden
filtrarse facilmente, sin embargo, las no linealidades tambien
producen el mezclado de dos o mas deestas senales. Si las senales
estan cerca en frecuencias, alguna combincaion de sumas y restas
(de frecuencias), llamadosproductos de intermodulacion puede
ocurrir dentro del ancho de banda del amplificador. Esto no se
puede filtrar y por lotanto produciran interferencia con la senal
que desea amplificarse.
La figura 29 muestra dos senales f1 y f2 dentro de la banda del
amplificador. Si se tiene distorsion, aparecen dossenales nuevas,
f1 f2 y f1 + f2. Estas en general, se puede filtrar. Sin embargo,
estas senales se mezclan tambien, con losarmonicos de segundo y
tercer orden, as como con armonicos de orden superior, produciendo
un gran rango de senales quepueden potencialmente interferir en la
banda del amplificador, como por ejemplo los productos de tercer
orden 2f1 f2 y2f2 f1
Figura 29: Espectro de senales producido por dos senales f1 y f2
cuando el amplificador se vuelve no lineal debido a la
saturacion.
Si se grafica la potencia de salida en funcion de la potencia de
entrada (figura 30) se obtiene la misma curva de primerorden que se
mostro antes para la compresion de 1dB. Ademas se grafica la senal
de los productos de tercer orden. Si seextendiese la parte lineal
de ambas curvas de ganancia, se intersecan en un punto donde las
senales de tercer orden igualanen amplitud a las de primer orden.
Este es el punto de interseccion de tercer oden (IP3). Es un punto
teorico que si bienno puede ser alcanzado en la practica, es util
para determinar la condicion de linealidad de un amplificador.
El valor IP3 puede leerse referenciado a la potencia de entrada
o a la de salida. Si se lee el valor en el eje de la potenciade
salida, se llama OIP3. Cuando se lee en el eje de las potencias de
entrada se le llama IIP3.
Mientras mayor sea la salida en el punto de interseccion mayor
sera el rango lineal y por lo tanto sera menor ladistorsion de
intermodulacion.
Para analizar la distorsion de intermodulacion, se realizo un
balance de armonicos utilizando el mismo esquema desimulacion
mostrado en la figura 27. Lo que se hace es mandar como senal de
entrada dos tonos a 1199,4 MHZ y 1200,6MHz con una potencia de
-12dBm cada uno. Los mismos poseen armonicos que se mezclan y
producen como productode tercer orden, dos tonos en la banda de
trabajo del amplificador, en las frecuencias de 1198,2MHz y
1201,8MHz. Losresultados se muestran en la figura 31.
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Figura 30: Esquema generico de potencia de salida en funcion de
la potencia de entrada para un amplificador con distorsion
deintermodulacion.
Figura 31: Balance de armonicos con dos tonos y punto de
interseccion de tercer orden. a) Puerto Directo. b) Puerto
Acoplado.
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Puede verse que en primer lugar, los tonos de tercer orden,
senalados con los marcadores m3 y m4, no estan balanceados.El de
mas alta grecuencia tiene una mayor potencia que el de mas baja,
por lo cual hay dos puntos distintos de interseccionde tercer
orden. En segundo lugar, puede observarse que la potencia de dichos
tonos a la salida del sistema es de -20dBmy -16dBm aproximadamente
para el tono de menor frecuencia y el de mayor frecuencia
respectivamente, mientras que lostonos de primer orden (senales de
entrada) presentan una potencia a la salida de -8,7dBm, con lo cual
los productos detercer orden estan entre 8dB y 12dB por debajo de
la senal de entrada.
Finalmente, el punto de interseccion de tercer orden
referenciado a la potencia de salida (OIP3), esta dado por
-3,1dBmpara el tono de menor frecuencia, y -5,1dBm para el de mayor
frecuencia. La diferencia se debe al desbalance que hay enlos
productos de tercer orden. Como el tono de mayor frecuencia tiene
mayor potencia a la salida, alcanza el punto deinterseccion a una
potencia de salida menor que el tono de menor frecuencia.
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4. Conclusiones
Se logro realizar el diseno completo y caracterizacion de un
sistema de RF de amplificacion y divison en dos componentesen
cuadratura aprendiendo no solo a utilizar las herramientas de
diseno y simulacion adecuadas, sino tambien a entendercuales son
las caractersticas cruciales que deben tenerse en cuenta a lo largo
del diseno para cumplir con los requerimientosnecesarios. Una de
estas caractersticas resulto ser la eleccion del punto adecuado de
polarizacion para lograr obtenerun amplificador lineal en la zona
de potencias de entrada especificadas. En este trabajo, dicho
requerimiento no pudosatisfacerse debido, precisamente a una mala
eleccion del punto de polarizacion. Es recomendable al principio,
buscar elpunto de polarizacion utilizado por el fabricante del
dispositivo para ubicar el punto de compresion de 1dB ya que estoda
una idea del rango de potencias de trabajo.
Una vez elegido el punto de polarizacion, pudieron observarse
tres caractersticas que deben tenerse en cuenta durantedel diseno.
Debe ajustarse la reflexion de potencia con la impedancia de
entrada, en segundo lugar se debe ajustar laganancia con la
impedancia de salida. El tercer punto a considerar es, el hecho de
realizar los dos pasos anteriores teniendoen cuenta, nuevamente, la
potencia de entrada a la que se operara.
Si bien en las hojas del fabricante a veces aparecen los
parametros S o Y, es recomendable realizar una medicion(simulacion)
de los mismos una vez que se tiene el transistor polarizado, para
cerciorarse de usar los valores correctos yprecisos en el resto del
diseno, ya que de otro modo, las simulaciones podran no coincidir
con los valores esperados.
Luego de realizar los ajustes necesarios en las redes de
adaptacion para la integracion del sistema completo, esimportante
realizar la medicion de los parametros Y o S de todo el sistema y
recalcular los parametros de estabilidad paraasegurarse de seguir
estando en la zona estable.
Finalmente, es importante destacar la utilidad que tuvieron las
herramientas SmithChart y LineCalc del softwareADS para lograr
realizar un ajuste dinamico de las redes de adaptacion del sistema
observando la forma con que se vanmodificando los espectros.
L-IV RF, Junio 2015 18 Crescitelli
IntroduccinDiseo del SistemaPolarizacin del transistorClculo de
impedancias de entrada y salidaRedes de adaptacinAcoplador
hbridoIntegracin del sistema
Caracterizacion del SistemaRespuesta en frecuenciaRespuesta
temporalPunto de compresin de 1dBPunto de interseccin de tercer
orden
Conclusiones