Circuite Integrate Analogice Celule fundamentale Facultatea de Electronică Telecomunicații și Etaje de amplificare elementare Tehnologia Informației Doris Csipkes Departamentul de Bazele Electronicii
Circuite Integrate AnalogiceCelule fundamentale
Facultatea de Electronică Telecomunicații și
Tehnologia Informației
Celule fundamentaleEtaje de amplificare elementare
Tehnologia Informației
Doris CsipkesDepartamentul de Bazele Electronicii
Din conținut...
configurații fundamentale de amplificatoare cu un etaj
amplificatoare sursă comună – principii de funcționare, parametrii
domeniul de variație al tensiunii de ieșire domeniul de variație al tensiunii de ieșire câșstigul de joasă frecvență banda, produsul amplificare-bandă răspunsul în frecvență
amplificator cu un tranzistor în configurație sursă-comună cu sarcină rezistivă
amplificator cu un tranzistor în configurație sursă-comună cu sarcină diodă
amplificator în configurație sursă comună cu câștig ridicat
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 2
amplificator în configurație sursă comună cu câștig ridicat
cu sarcină sursă de curent
cascodă și cu cascode simetrice
cascodă pliată
Configurații fundamentale
configurațiile și aplicațiile depind de conexiunile tranzistoarelor
un singur tranzistor se poate folosi în configurațiile
SC DC GC
sursă comună → amplificator de tensiune sau transconductor → întotdeauna inversor, tipic funcționează cu sarcini capacitive, singura configurație care oferă câștig
SC DC GC
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 3
inversor, tipic funcționează cu sarcini capacitive, singura configurație care oferă câștig în tensiune
drenă comună → repetor de tensiune, amplificator de putere (curent) → neinversor, utilizată pentru comanda sarcinilor rezistive și adaptarea de impedanță
grilă comună → buffer de curent și adaptare de impedanță
Amplificatorul în sursă comună - principiu
tranzistorul de intrare → conversia tensiune – curent → Gm
circuitul de sarcină → conversia curent – tensiune → Rout
modelul de semnal mic general este ăntotdeauna la fel, doar Rout diferă
0out
m outin
VA G RV
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 4
parametrii: domeniul tensiunii de ieșire, câștigul de joasă frecvență, rezistența de ieșire, răspunsul în frecvență, banda, produsul amplificare-bandă, configurația poli-zerouri
Amplificatorul în sursă comună – sarcină rezistivă
cea mai simplă formă → o rezistență pasivă ca sarcină, intrarea poate fi pe tranzistor NMOS și PMOS
punctul static de funcționare se găsește prin egalarea curenților prin M și R → intersecția caracteristicii de ieșire a tranzistorului cu linia de sarcinăintersecția caracteristicii de ieșire a tranzistorului cu linia de sarcină
tranzistorul are nevoie de polarizare corespunzătoare (saturație) → tensiuni DC la intrare și ieșire
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 5
Amplificatorul în sursă comună – sarcină rezistivă
domeniul de variație al tensiunii de ieșire definit de condițiile de saturație al tranzistorului → Vout >VGS-VTh
evoluția lui Vout este definită de caracteristica de transfer a lui M
2C W 2
2ox
in Th out DDC WI V V V V I R
L
variație pătratică negativă
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 6
Amplificatorul în sursă comună – sarcină rezistivă
modelul de semnal mic și joasă frecvență → se înlocuiește tranzistorul cu modelul său echivalent de semnal mic
se calculează câștigul de joasă frecvență sau DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin
nu sunt luate în considerare capacitățile parazite
transconductanța substratului gmb este neglijată pentru simplitate
0out outm in
DS
V Vg Vr R
KI la nodul de ieșire:
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 7
DSr R
0 ||1 1m out
out mm DS m out
in G RDS
V gA g r R G RV
r R
Amplificatorul în sursă comună – sarcină rezistivă
modelul de semnal mic și înaltă frecvență → se înlocuiește tranzistorul cu modelul său echivalent de semnal mic și joasă frecvență și se consideră capacitățile
se calculează câștigul dependent de frecvenșă A(s) ca raportul dintre Vout și Vin
considerăm rezistența sursă de semnal de la intrare R și capacitatea C de la intrare considerăm rezistența sursă de semnal de la intrare RS și capacitatea Cin de la intrare
KI la nodul de intrare și cel de ieșire:
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 8
1
21
1
in GSin GS GS out
S
out outGS out m GS
out
V V sC V sC V VR
V sR CsC V V g V
R
KI la nodul de intrare și cel de ieșire:
1
2
in GS
GD
DB L L
C CC CC C C C
Amplificatorul în sursă comună – sarcină rezistivă
1
21 1 1
1( )
1
m outm
out L S m out out S L in
Cg R sg
A ss R C C R g R C s R R C C C
Aproximarea cu pol dominant → doi poli și un zero în semiplanul drept (efectul Miller)
0
11
21
12 1
1
2
m out
pout S m L
pL m S
S
A g R
fR R g C C
f C g R CRC C C
Aproximarea cu pol dominant → doi poli și un zero în semiplanul drept (efectul Miller)
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 9
1
1
0 11
2
2 1
SL in
mzp
mp
S m L
C C Cgf
CgGBW A f
R g C C
Amplificatorul în sursă comună – sarcină rezistivă
simplificare în modelul de semnal mic și înaltă frecvență → nu se consideră RS
11( )
1
m outm
Cg R sg
A ssR C C
un pol și un zero în semiplanul drept (efectul Miller)
11 out LsR C C
0
11
2
m out
pout L
m
A g R
fR C
gf
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 10
12
2
mzp
m
L
fC
gGBWC
Aproximarea cu pol dominant
ajută la găsirea polior funcției de transfer de ordinul doi
22
1 1 1( )11 11 1 1
A ssa s bs s ss
1 2 1 2 1 2
1 1 1p p p p p p
s
presupunem că ωp1<<ωp2
1 2
1 1
p p 2 2
1 1 2
1 1( )11
p p p
A ss s sa s b
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 11
frecvențele polilor se găsesc prin identificarea coeficienții termenilor în s
1 21 1;
2 2p paf f
a b unde a și b depind de
parametrii de circuit
Efectul Miller
apare cînd intrarea și ieșirea unui amplificator inversor sunt șuntate cu un condensator → capacitatea șunt este reflectată la intrare și la ieșire
11M in M outaI sC a V sC V
a
1 1;
1in outV VI sC a I sC
1 2
1 1;in outV VI sC I sC
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 12
Această interpretare a efectului Miller este corectă doar dacă rezistența sursei de semnal de la intrare RS nu este prezentă !
1M MI sC a I sC
1
2
11
M M
M M
C C a aCaC C C
a
Amplificatorul în sursă comună – sarcină diodă
rezistența pasivă de sarcină se înlocuiește cu un tranzistor MOS în conexiune de diodă
punctul static de funcționare se găsește prin egalarea curenților prin M1 și M2 →intersecția caracteristicii de ieșire a lui M1 cu caracteristica de transfer a lui M2
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 13
211
1
222
2
12
| |2
n oxD in Thn out
p oxD DD out Thp
C WI V V VL
C WI V V V
L
caracteristica de ieșire → I=ID1=f (Vout)
caracteristica de transfer → I=ID2=f (Vout)
Amplificatorul în sursă comună – sarcină diodă
gama de variație a tensiunii de ieșire este definita de căderile de tensiune pe M1 și M2
M2 e întotdeauna saturat (VSG=VSD), tensiunea de ieșire nu poate depăși VDD-VDSat2-|VThp|
M1 necesită cel puțin VDSat1 pentru a fi saturat → Vout>VDSat1
In practică:
Vin mică → M1 în regim subprag → ID1crește încet cu Vin cauzând o cădere de tensiune subprag pe M2 → Vout suferă o scădere aproape liniară
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 14
Vin mare → M2 furnizează un curent crescător pâna la saturarea mobilității → Vout nu poate ajunge la VDSat1 deoarece nu mai variază
Amplificatorul în sursă comună – sarcină diodă
modelul de semnal mic și joasă frecvență →se înlocuiește tranzistorul cu modelul său echivalent de semnal mic
se calculează câștigul DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin
nu se consideră capacitățile parazite nu se consideră capacitățile parazite
transconductanța substratului gmb se neglijează pentru simplitate
1 1 2 21 2
0||out
m GS m GSDS DS
Vg V g Vr r
KI la nodul de ieșire:
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 15
0 1 1 2 12 2
1 1|| ||m
out
outm DS DS m m out
in m mGR
VA g r r g G RV g g
Câștigul este aproximativ unitar dacă gm1=gm2 → buffer de tensiune !
Amplificatorul în sursă comună – sarcină diodă
modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic și considerăm condensatoarele
calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin
rezistența sursei de semnal de la intrare R se neglijează rezistența sursei de semnal de la intrare RS se neglijează
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 16
2
1 1
1
in
out outin out m GS
outV
V sR CsC V V g V
R
KI la nodul de ieșire:1 1
2 1 2 2
GD
DB DB GS L
C CC C C C C
Amplificatorul în sursă comună – sarcină diodă
modelul de semnal mic și înaltă frecvență
10
1
1 2
11( )
1 1
m outzpmout
in out
sC Ag R sgVA s sV sR C C
un pol și un zero în semiplanul drept(efect Miller) 1 2 1in out
p
10
2
21 2
m
m
mp
L
gAggf
C
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 17
1
1
2
2
L
mzp
Cgf
C
Amplificatorul – sarcină sursă de curent
dioda este înlocuită cu o sursă de curent MOS
punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților prin M1 și M2 → intersecția caracteristicilor de ieșire a tranzistoarelor
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 18
211
1
222 2
2
12
12
n oxD in Thn out
p oxD DD G out
C WI V V VL
C WI V V V
L
caracteristica de ieșire → I=ID1=f (Vout)
caracteristica de ieșire → I=ID2=f (Vout)
Amplificatorul – sarcină sursă de curent
domeniul de variație al tensiunii de ieșire este definit de căderea de tensiune pe M1 și M2
ambele tranzistoare trebuie polarizate în regim saturat
pentru tensiuni de intrare mari, câștigul relativ mare poate cauza limitare (distorsiune) laieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitateieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitate
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 19
min
max
out DSat
out DD DSat
V VV V V
Amplificatorul – sarcină sursă de curent
modelul de semnal mic și joasă frecvență →se înlocuiesc tranzistoarele cu modelul echivalent de semnal mic
se calculează câștigul DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin
nu se consideră capacitățile parazite nu se consideră capacitățile parazite
transconductanța substratului gmb se neglijează pentru simplitate
1 1 2 21 2
0||out
m GS m GSDS DS
Vg V g Vr r
KI la nodul de ieșire:
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 20
0 1 1 2||m out
outm DS DS m out
in G R
VA g r r G RV
Câștig mare, tipic mai mare decât 20dB.
Amplificatorul – sarcină sursă de curent
modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic și considerăm condensatoarele
calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin
rezistența sursei de semnal de la intrare R se neglijează rezistența sursei de semnal de la intrare RS se neglijează
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 21
2
1 1
1
in
out outin out m GS
outV
V sR CsC V V g V
R
KI la nodul de ieșire:1 1
2 1 2 2
GD
DB DB GS L
C CC C C C C
Amplificatorul – sarcină sursă de curent
modelul de semnal mic și înaltă frecvență
10
1
1 2
11( )
1 1
m outzpmout
in out
sC Ag R sgVA s sV sR C C
un pol și un zero în semiplanul drept(efect Miller)
1p
0 1 1 2
1 2
1
||1
2 ||
m DS DS
pDS DS L
m
A g r r
fr r C
gf
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 22
1
1
1
2
2
mzp
m
L
gfCgGBW
C
Amplificatorul cu etaj de intrare cascodă
sarcina este în continuare o sursă de curent MOS, dar etajul de intrare este un cascodat
punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților → intersecțiacaracteristicii de ieșire a sursei de curent M1-M2 și cea a lui M3
Reamintim polarizarea tranzistoarelor etaj de intrare cascodă
Reamintim polarizarea tranzistoarelor în sursa de curent cascodă și împărțim cu grijă bugetul de tensiune !
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 23
Amplificatorul cu etaj de intrare cascodă
domeniul de variație al tensiunii de ieșire e definit de căderea de tensiune pe M1, M2 și M3
toate tranzistoarele trebuie să fie în regim saturat
pentru tensiuni de intrare mari, câștigul relativ mare poate cauza limitare (distorsiune) laieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitateieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitate
min
max
2out DSat
out DD DSat
V VV V V
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 24
maxout DD DSat
Amplificatorul cu etaj de intrare cascodă
modelul de semnal mic și joasă frecvență →se înlocuiesc tranzistoarele cu modelul echivalent de semnal mic
se calculează câștigul DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin
nu se consideră capacitățile parazite nu se consideră capacitățile parazite
transconductanța substratului gmb se neglijează pentru simplitate
22 2
2 3
2 22 2 1 1
2 1
0out S outm GS
DS DS
out S Sm GS m GS
DS DS
V V Vg Vr r
V V Vg V g Vr r
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 25
2 1DS DSr r
3 2 2 1
0 13 2 2 1
m
out
DS m DS DSm m out
DS m DS DSGR
r g r rA g G Rr g r r
Amplificatorul cu etaj de intrare cascodă
modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic, considerăm condensatoarele și calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 26
3 322 2
2 3
2 1 221 2 2 2 1 1
2 1
10
1
out DSout Sm GS
DS DS
S DSout Sin S m GS m GS
DS DS
V sr CV Vg Vr r
V sr CV VsC V V g V g Vr r
Amplificatorul cu etaj de intrare cascodă
101 3
1
2 3 3 1 23 3
2 1 2
11( )
1 1 1
m DSzpm
DSDS
m p p
sC Ag r sg
A sr C C C s ss r C s
g
doi poli și un zero în semiplanul drept (efect Miller)
folosim aproximarea 1 2p p
0 1 3
13
22
1 2
1 12 2
2
m DS
pds L out L
mp
A g r
fr C R C
gfC C
folosim aproximarea cu pol dominant
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 27
1 2
1
1
1
2
2
2
mzp
m
L
C Cgf
CgGBW
C
Amplificatorul cascodă simetric
un etaj de intrare cascodat, având sarcină o altă sursă de curent cascodă
punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților → intersecția caracteris-ticilor de ieșire a celor două surse de curent
Reamintim polarizarea tranzistoarelor Reamintim polarizarea tranzistoarelor în sursa de curent cascodă și împărțim cu grijă bugetul de tensiune !
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 28
Amplificatorul cascodă simetric
domeniul de variație al tensiunii de ieșire este definit de căderea de tensiune minimă admisă pe cele două surse de curent → toate tranzistoarele trebuie polarizate în saturație
panta aproape verticală înseamnă un câștig foarte mare
chiar și pentru semnale de intrare mici, câștigul foarte mare poate cauza limitare chiar și pentru semnale de intrare mici, câștigul foarte mare poate cauza limitare(distorsiune) la ieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel de ieșire sunt limitate
min 2out DSatV V
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 29
max 2out DD DSatV V V
Amplificatorul cascodă simetric
modelul de semnal mic și joasă frecvență →se înlocuiesc tranzistoarele cu modelul echivalent de semnal mic
se calculează câștigul DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin
calculul similar ca la amplificatorul cu etaj de intrare cascodă, dar r e înlocuit cu R calculul similar ca la amplificatorul cu etaj de intrare cascodă, dar rDS3 e înlocuit cu Rp
22 2
2
2 22 2 1 1
0out S outm GS
DS p
out S Sm GS m GS
V V Vg Vr R
V V Vg V g Vr r
3 3 4p m DS DSR g r r
R
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 30
2 2 1 12 1
m GS m GSDS DS
g V g Vr r
0 1 2 2 1 3 3 4||m out
m m DS DS m DS DS m outG R
A g g r r g r r G R
pR
Câștigul este tipic mai mare decât 60dB datorită lui Rout !
Amplificatorul cascodă simetric
modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic, considerăm condensatoarele și calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 31
322 2
2
2 1 221 2 2 2 1 1
2 1
10
1
out pout Sm GS
DS p
S DSout Sin S m GS m GS
DS DS
V sR CV Vg Vr R
V sr CV VsC V V g V g Vr r
Amplificatorul cascodă simetric
101
1
2 3 1 23
2 1 2
11( )
1 1 1
m outzpm
outout
m p p
sC Ag R sg
A sR C C C s ss R C s
g
doi poli și un zero în semiplanul drept (efect Miller)
folosim aproximarea cu pol dominant1 2p p
0 1 2 2 1 3 3 4
1
22
||
12
2
out
m m DS DS m DS DS
R
pout L
mp
A g g r r g r r
fR C
gfC C
cu pol dominant
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 32
1 2
1
1
1
2
2
2
mzp
m
L
C Cgf
CgGBW
C
Amplificatorul cascodă pliată
similar cu amplificatorul cu cascodă clasică la intrare, dar etajul de intrare este pliat → util în aplicațiile de joasă frecvență
punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților → intersecția caracteris-ticilor de ieșire a celor două surse de curent
Reamintim polarizarea tranzis-toarelor în sursa de curent cascodă și împărțim cu grijă bugetul de tensiune !
etaj de intrare cascodă pliată
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 33
Amplificatorul cascodă pliată
domeniul de variație al tensiunii de ieșire este definit de cerințele de polarizare ale tranzistoarelor→ toate tranzistoarele trebuie polarizate în saturație
domeniul de variație al tensiunii de intrare și ieșire este similar ca la amplificatorul cu intrare cascodă
min
max 2out DSat
out DD DSat
V VV V V
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 34
Amplificatorul cascodă pliată
modelul de semnal mic și joasă frecvență →se înlocuiesc tranzistoarele cu modelul echivalent de semnal mic
se calculează câștigul DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin
M este o sursă de curent auxiliară → g V e eliminată din modelul de semnal micM4 este o sursă de curent auxiliară → gm4VGS4 e eliminată din modelul de semnal mic
22 2
2 3
2 22 2 1 1
2 1 4
0
||
out S outm GS
DS DS
out S Sm GS m GS
DS DS DS
V V Vg Vr r
V V Vg V g Vr r r
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 35
2 1 4||DS DS DSr r r
3 2 2 1 40 1
3 2 2 1 4
||||
m
out
DS m DS DS DSm m out
DS m DS DS DSGR
r g r r rA g G R
r g r r r
Amplificatorul cascodă pliată
modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic, considerăm condensatoarele și calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 36
3 322 2
2 3
2 1 4 221 2 2 2 1 1
2 1 4
10
1 ||||
out DSout Sm GS
DS DS
S DS DSout Sin S m GS m GS
DS DS DS
V sr CV Vg Vr r
V s r r CV VsC V V g V g Vr r r
Amplificatorul cascodă pliată
101 3
1
2 3 3 1 23 3
2 1 2
11( )
1 1 1
m DSzpm
DSDS
m p p
sC Ag r sg
A sr C C C s ss r C s
g
doi poli și un zero în semiplanul drept (efect Miller)
folosim aproximarea cu pol dominant1 2p p
0 1 3
13
22
1 2
12
2
m DS
pDS L
mp
A g r
fr C
gfC C
cu pol dominant
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 37
1
1
1
2
2
mzp
m
L
gfCgGBW
C
Bibliogrfie
P.E. Allen, D.R. Holberg, CMOS Analog Circuit Design, Oxford University Press, 2002
B. Razavi, Design of Analog CMOS Integrated Circuits, McGraw-Hill, 2002
D. Johns, K. Martin, Analog Integrated Circuit Design, Wiley, 1996
P.R.Gray, P.J.Hurst, S.H.Lewis, R.G, Meyer, Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, Wiley,2009
R.J. Baker, CMOS Circuit Design, Layout and Simulation, 3rd edition, IEEE Press, 2010
Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 38