IST-DEEC 2007 AMPLIFICADOR ÁUDIO COMUTADO CONVERSORES ELECTRÓNICOS DE POTÊNCIA A ALTA FREQUÊNCIA Beatriz Vieira Borges, Carlos Ferreira e Hugo Marques AMPLIFICADOR A AMPLIFICADOR A Ú Ú DIO COMUTADO DIO COMUTADO Áudio é parte integrante de muitos aparelhos (multimédia): I&D para obter aparelhos com: Integração de múltiplas funcionalidades, compactos, leves e com baixo consumo (autonomia)
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IST-DEEC 2007
AMPLIFICADOR ÁUDIO COMUTADO CONVERSORES ELECTRÓNICOS DE POTÊNCIA A ALTA FREQUÊNCIA
Beatriz Vieira Borges, Carlos Ferreira e Hugo Marques
AMPLIFICADOR AAMPLIFICADOR AÚÚDIO COMUTADODIO COMUTADOÁudio é parte integrante de muitos aparelhos (multimédia):
I&D para obter aparelhos com:Integração de múltiplas funcionalidades, compactos, leves e com baixo consumo (autonomia)
I&D para obter aparelhos com:Integração de múltiplas funcionalidades, compactos, leves e com baixo consumo (autonomia)
IST-DEEC 2007
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• THD (tp) inalterada (2 a 25% para valores de tp comuns: 100ns)
Implicações:
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Controlo linear:
• Aumenta PSRR
• Diminui THD
• Diminui a variação do ganho ΔG, (em função de Zout)
• Diminui ruído
• Instabilidade
• HAB tipicamente de 18dB@ 20kHz (reduzido)
Características:
Entrada
Comutação FiltragemModulação
>+-
Controlo PID
dHAB
refHAB
HAy+
++
=1
11
Href y
d
A+++
B
_
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Modulação e controlo não linear “One Cycle Control”:
Entrada
Comutação FiltragemModulação e controlo OCC
>
O conceito básico inerente ao sistema OCC é“forçar” a média do valor da variável comutada, vS, a ser exactamente igual ao valor do sinal de referência, em cada período de comutação.
REF
t
Gs
vdtvT
on
=∫0
1
vINT t
t
VO
vS
vREF
vG t
Relógio
vD
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• Idealmente compensa os erros do sistema (com reflexo no PSRR, THD e ruído)
• Estável
Vantagens :
• Não compensa a variação do ganho ΔG, (ΔZout)
• Exige um Integrador com Resetrápido e preciso, a operar a fs
Inconvenientes :
Foi desenvolvida nova topologia de integrador com Reset:
Modulação e controlo não linear “One Cycle Control”:
+
_RiCi Ci
Reset
+
_
Ci
Ri
Reset
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Foi desenvolvida uma nova topologia para o filtro assim como critérios de dimensionamento
Filtro “Notch Low Pass”:
RLC
L
Cr
Lr
• Grande atenuação a fs (tremor reduzido)
• Permite uma fc elevada minimizando ΔG, com ΔZout
Vantagens :
Filtro tradicional
f rfc
[dB]
vi
vO
(log)ffc
Filtro NLP
Banda de
áudio
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Amplificador comutado com técnicas desenvolvidas:
• Grande atenuação a fs (tremor reduzido)
• Permite fc elevado, minimizando ΔG, com ΔZout
• Permite topologias simples para conversor (meia ponte)
• THD reduzida, insensível a tp, PSRR elevado
• Sem instabilidade
Vantagens :
Entrada
Comutação FiltragemModulação e controlo OCC
>
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Resultados experimentais:
relógio
vS
vINT
vO
One CycleControl
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Resultados experimentais:
vO
vref
Filtro tradicional Filtro NLP
vO
vref
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Resultados experimentais:
00,20,40,60,8
11,21,4
0 10 20 30 40 50 60 70
THD(% )
PO(W)
PSRR>30dB
Rendimento (% )
0
20
40
60
80
100
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1K
RLvO
FiltroComutaçãode potência
-U
U
OCCRelógio
vREF’
+_C24 1.5uF
R27
1k
+_
R26
150
R25 10k
R32 560 C25 220pF
R31 5.6kR30 15kR29 5.6k
R33 2.2k C26 1.2nF
R34 10M
R28
33k
VREF
Há a possibilidade de utilizar realimentação linear: 16dB@20kHz
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Existirá alguma forma de eliminar as
componentes de baixa frequência nos
transformadores, utilizando o processo
de modulação?
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Modulação de Fase
VA
VA com factor de ciclo 50%
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Modulação de Fase
VA
VB
VA com factor de ciclo 50%
VB com factor de ciclo 50% desfasado de VA
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Modulação de Fase
VA
VB
VAB
φVAB com factor de ciclo igual à diferença de fase entre VB e VA
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Modulação de Fase
VA
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Modulação de Fase
VA
VB
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Modulação de Fase
VA
VB
VAB
φ
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Modulação de Fase (MF)vs
Modulação de Largura de Impulso (MLI)
Largura dos impulsos igual nos dois tipos de modulação
Frequência de comutação dos dispositivos em MF émetade da de em MLI
Informação da polaridade da tensão de entrada é perdida na MF
t
t
MLI
MF
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0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Ain
f
Modulação de Fase (MF) vs
Modulação de Largura de Impulso (MLI)
Componentes de baixa frequência eliminadas em MF
Transformadores, peso e dimensões menores
Recuperação do sinal em MF, já não é possível apenas com um filtro
MF
fc
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1Ain
f
MLI
fc
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t
UA
UB
t
UC
UD
Implementação estéreo com modulação de fase
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Dois transformadores de alta frequência
Três braços para o conversor
Implementação estéreo com modulação de fase
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t
UB
UC
UA
− Factor de ciclo 50% nos três nós
− Fase fixa na tensão do nó B
− Modulação independente para os dois canais através dos desfasamentos de VA e VC em relação a VB
Implementação estéreo com modulação de fase
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Como recuperar o sinal áudio após o processo de
modulação de fase ?
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Ideia base:
1. Encontrar um processo que, a jusante dos transformadores, permita transformar os impulsos modulados em fase nos que se obteriam por modulação de largura de impulso.
2. Recuperar então o sinal através de um filtro passa baixo
t
MLI
t
MF
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Solução: Ciclo-conversor de ciclo integral
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Ciclo-conversor de ciclo integral
Tensões nas cargas iguais ou simétricas às tensões nos secundários dos transformadores, independentemente do sentido da corrente
Possibilidade de comutação dos dispositivos no zero da tensão• Eliminação das perdas de comutação
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Vsec
Vcarga
S11S12
S13S14
S11S12
S13S14
S11S12
S13S14
S11S12
S13S14
S11S12
S11S12
Ciclo-conversor de ciclo integral
MF
MLI
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0
0.2
0.4
0.6
0.8
1Ain
f
MF >MLI
Filtro de saída
fi 2 . fc
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Sumário:
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AMPLIFICADOR ÁUDIO COMUTADO CONVERSORES ELECTRÓNICOS DE POTÊNCIA A ALTA FREQUÊNCIA
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• Ausência de fonte de alimentação• Transformador de alta frequência• Braço comum para os dois canais• Perdas de comutação nulas no ciclo-
conversor• Modularidade
CARACTERÍSTICAS:
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AMPLIFICADOR ÁUDIO COMUTADO CONVERSORES ELECTRÓNICOS DE POTÊNCIA A ALTA FREQUÊNCIA
Beatriz Vieira Borges, Carlos Ferreira e Hugo Marques
• Esquema do protótipo a construir
• Especificações de dimensionamento
• Conversor em ponte
• Transformador
• Ciclo-conversor
• Filtro de saída
• Realimentação
Projecto e construção do protótipo
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Esquema do protótipo a construir
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• Potência de saída 1000 W por canal• Tensão DC 400 V• Colunas de áudio com impedância
de 8 Ω• Relação do número de espiras do
transformador N1 : N2 = 4 : 1• Frequência de comutação de 132 kHz
Especificações de dimensionamento
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• Escolha dos Mosfets e circuitos de comando– Tensões e correntes máximas– Resistência de condução– Tempos de comutação
• Projecto do circuito de controlo– Modulação de fase– Ajuste do tempos de comutação dos MOSFETS superior e inferior
do mesmo braço– Circuito de protecção– Isolamento eléctrico entre circuito de controlo e circuito de potência
Conversor em ponte
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Problemas de construção:
• Aparecimento de oscilações transitórias em que se atingem correntes e tensões elevadas capazes de danificar os componentes
Amplificador Áudio Modular de Potência
Conversor em ponte
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Conversor em ponte
Causas:• Existência de
elementos parasitas• Presença de tensões
elevadas com declives acentuados
• Deformação das tensões de comando dos MOSFETS
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AMPLIFICADOR ÁUDIO COMUTADO CONVERSORES ELECTRÓNICOS DE POTÊNCIA A ALTA FREQUÊNCIA
Beatriz Vieira Borges, Carlos Ferreira e Hugo Marques
Soluções:• Diminuição da frequência
de comutação• Circuitos de comando
mais eficientes• Circuito de inibição de
transitórios
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Conversor em ponte (resultados)
• Canal 1: VA
50 V / div
• Canal 2: VB
50 V / div
• Referência 1: VAB
50 V / div
• Base Tempo:2,5 μs / div
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Conversor em ponte (resultados)
• Referência 1: VGS1
5 V / div• Canal 1: VGS2
5 V / div• Referência 2: VGS3
5 V / div• Canal 2: VGS4
5 V / div• Base Tempo:
2,5 μs / div
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Conversor em ponte (resultados)
• Canal 1: VREF
2 V / div
• Canal 2: VMLI
5 V / div
• Base Tempo:5 μs / div
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Conversor em ponte (resultados)
• Referência 1: VMLI
10 V / div
• Canal 1: VS3
10 V / div
• Canal 2: VS1
10 V / div
• Base Tempo:2,5 μs /
div
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Conversor em ponte (resultados)
• Canal 1: VS1
10 V / div
• Canal 2: VS2A
10 V / div
• Referência 1: VS1A
10 V / div
• Base Tempo:2,5 μs /
div
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