ENSEIRB 2019 Ph. DONDON 1 Alimentation à découpage BUCK I) BUT DE LA MANIPULATION Le but de la manipulation est d'étudier une alimentation à découpage DC-DC abaisseur de tension. Ce type de convertisseur est aujourd'hui fréquemment utilisé dans les systèmes basse-tension alimentés à partir de piles ou batteries (vélo électrique…). II) RAPPELS SUR LE MAGNETISME ET LES COMPOSANTS MAGNETIQUES II.1) Circuits magnétiques II.1.1) Les matériaux On distingue deux types de matériaux : les matériaux durs (aimants permanents) et les matériaux doux (ceux qui nous intéressent ici). Parmi ceux-ci, on trouve les "ferrites". Ces matériaux sont des composés chimiques à base d'oxyde de fer associés à des métaux tels que Manganèse-Zinc(Mn-Zn) ou Nickel-Zinc (Ni-Zn). Ils existent sous forme mono cristallines et céramiques. Pour limiter les pertes magnétiques, les ferrites sont utilisées dès que la fréquence de travail dépasse 1kHz environ. II.1.2) Cycle d'hystérésis Les matériaux sont caractérisés par leur cycle d'hystérésis. En ce qui concerne les ferrites, l'induction à saturation Bs est de l'ordre de 0,3 à 0,5 Tesla. Bs H 1ère aimantation B Figure 1 : hystérésis Pour un matériau donné, la forme du cycle d'hystérésis dépend : - de la température : Bs décroît avec la température et s'annule à une température dite de Curie Tc, - de la fréquence avec laquelle le cycle est décrit, - des traitements qu'a subi le matériau
This document is posted to help you gain knowledge. Please leave a comment to let me know what you think about it! Share it to your friends and learn new things together.
Transcript
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
1
Alimentation à découpage BUCK
I) BUT DE LA MANIPULATION
Le but de la manipulation est d'étudier une alimentation à découpage DC-DC abaisseur de tension. Ce type de convertisseur est aujourd'hui fréquemment utilisé dans les systèmes basse-tension alimentés à partir de piles ou batteries (vélo électrique…). II) RAPPELS SUR LE MAGNETISME ET LES COMPOSANTS MAGNETIQUES
II.1) Circuits magnétiques
II.1.1) Les matériaux
On distingue deux types de matériaux : les matériaux durs (aimants permanents) et les matériaux doux (ceux qui nous intéressent ici). Parmi ceux-ci, on trouve les "ferrites". Ces matériaux sont des composés chimiques à base d'oxyde de fer associés à des métaux tels que Manganèse-Zinc(Mn-Zn) ou Nickel-Zinc (Ni-Zn). Ils existent sous forme mono cristallines et céramiques. Pour limiter les pertes magnétiques, les ferrites sont utilisées dès que la fréquence de travail dépasse 1kHz environ.
II.1.2) Cycle d'hystérésis Les matériaux sont caractérisés par leur cycle d'hystérésis. En ce qui concerne les
ferrites, l'induction à saturation Bs est de l'ordre de 0,3 à 0,5 Tesla.
Bs
H
1ère aimantation
B
Figure 1 : hystérésis
Pour un matériau donné, la forme du cycle d'hystérésis dépend : - de la température : Bs décroît avec la température et s'annule à une température dite
de Curie Tc, - de la fréquence avec laquelle le cycle est décrit, - des traitements qu'a subi le matériau
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
2
Si l'on introduit un entrefer localisé ou réparti dans le circuit magnétique, la
perméabilité iest modifiée pour devenir une perméabilité effective e. Plus l'entrefer est important, plus e est faible (cf. figure 2).
B
H
e grand
B
H
e faible
Figure 2 : effet de la perméabilité effective e
H étant fonction du courant, on peut donc appliquer un courant beaucoup plus important avec un circuit à entrefer, avant d'atteindre la saturation du matériau.
II.1.3) les formes de circuits * noyaux en E : transformateurs et inductances de lissage moyenne puissance * noyaux en U : forte puissance et/ou haute tension * les tores : faible rayonnement et fort couplage * les pots : excellent blindage II.1.4) Les pertes a) pertes par courant de Foucault Lorsque la fréquence de travail augmente, des courants sont induits en surface du
circuit. Ces pertes sont proportionnelles au carré de la fréquence. b) pertes par hystérésis Elle dépendent de l'aire du cycle d'hystérésis décrit et de la fréquence.
c) pertes supplémentaires (traînage magnétique, relaxation) En fait, les fournisseurs donnent dans les catalogues, les pertes magnétiques totales (en mW/cm3) sous forme de courbes (cf. annexe 1) ou de formules approchées :
PT = K.Fm.Bn.
avec : K constante du matériau 1,3<m<1,6 2<n<2,6
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
3
II.2) Les inductances
II.2.1) Généralités Le rôle d'une inductance est de stocker une énergie électrique sous forme magnétique,
puis de la restituer. On peut naturellement réaliser des bobinages à air. Mais, l'utilisation de circuits magnétiques tels que présentés ci-avant permet :
1) de diminuer l'encombrement, à valeur égale, de l'inductance, 2) de confiner le flux magnétique dans un espace restreint et ainsi de limiter les
rayonnements parasites. Les inductances sont utilisées essentiellement dans des applications de filtrage, de conversion d'énergie (alimentations à découpage...), et d'interrupteur magnétique (inductances saturables).
Le schéma électrique équivalent d 'une inductance simple L est le suivant :
LsRs
Cp
où Rs représente la résistance série du fil bobiné et Cp les capacités parasites inter
spires.
II.2.3) Effet de la saturation du matériau magnétique Lorsque le matériau entre en saturation, l'inductance apparente chute rapidement.
Supposons en effet, qu'un échelon de tension E soit appliqué aux bornes de l'inductance L. Le flux croît alors linéairement (E = d/dt), le courant également (avec une pente E/L). Puis, lorsque l'induction Bs est atteinte, le courant augmente (figure 1b) toujours mais avec une pente beaucoup plus importante : l'inductance apparente diminue donc fortement.
En pratique le courant pourra augmenter jusqu'à Imax, valeur limite déterminée par la
résistance série Rs généralement faible, de l'inductance. Cette augmentation non contrôlée peut conduire à la destruction d'un ou plusieurs composants du circuit dans lequel est placé l'inductance.
Il est donc impératif de dimensionner l'inductance pour ne jamais atteindre la
saturation (à la température de fonctionnement réelle). Ceci implique, entre autre, que Ilmoyen = constante. La valeur moyenne de la tension aux bornes de l'inductance est alors nécessairement nulle.
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
4
t
t
B
(t)
i(t)
Bs
H
Figure 1a
VL
IL
t
taprès
saturationavant
saturation
0
0
Figure 1b
II.2.4) Dimensionnement de l'inductance La valeur de l'inductance est obtenue par :
LS
lNe
e
e
02
avec : o = 4 10-7 (SI) e : perméabilité effective ( y compris entre fer éventuel) Se : section effective magnétique du noyau (section moyenne) le : longueur magnétique effective (longueur moyenne du circuit magnétique) N : nombre de spires
Dans les catalogues des fournisseurs de noyaux, on donne souvent le coefficient
AL= 0 ee
e
S
l.(en nH)
De même, on trouve l'expression c = o S
le
e
encore appelé facteur de forme ou de
perméance, qui caractérise la géométrie du circuit et le trajet des lignes de champ. Après avoir calculé N, il faut s'assurer que l'induction crête Bc ne dépasse pas
l'induction de saturation Bs : a) soit en partant directement du courant crête Ic appliqué dans l'inductance, et en
faisant une approximation linéaire entre B et H :
BcNIc
lee
0
b) soit en partant de la tension appliquée au bobinage Ud
dtN B Se ( . . ) , ce qui donne :
- pour des signaux sinusoïdaux,
Uc = 2F. N.Bc. Se
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
5
- pour des impulsions de tensions de largeur etd'amplitude Uc
Ic=(Uc/L) avec L=AL.N2
en remplaçant Ic et AL par leur expression : Uc=N.Se. Bc/
soit,en considérant le rapport cyclique F (F=1/T) d'où :
Bc= Uc/(N.Se.F) On se placera dans le cas du rapport cyclique maximal pour le calcul.
VL
ILT
t0
0
Uc
Ic=> Bc
pente Uc/
t
régime d'impulsion Si le calcul ne donne pas un résultat satisfaisant du premier coup, une itération sera
peut être nécessaire pour arriver au choix des dimensions du noyau optimum. En dernier lieu, on détermine le diamètre du conducteur à utiliser, sachant qu'un fil de
cuivre supporte environ 3 à 5A/mm2,.
Remarque sur l'effet de peau :
Lorsque la fréquence de travail augmente, le courant ne se propage plus dans
l'intérieur du fil mais en surface. L'épaisseur de peau représente la profondeur à laquelle la
densité de courant atteint 37% de sa valeur en périphérie. Elle diminue au fur et à mesure que
la fréquence augmente.
F KHz 20 50 100 200 500 1000
en mm 0,47 0,3 0,21 0,15 0,093 0,066
Le conducteur présente donc une résistance pour le courant alternatif, supérieure à
celle en continu. Ce qui a pour effet d'augmenter les pertes Joules. Pour remédier à ce
problème, on pourra utiliser du fil de Litz par exemple (conducteurs multibrins).
III) RAPPEL SUR LES ALIMENTATIONS
III.1) Principe général de l'alimentation à découpage
Le secteur alternatif est redressé puis filtré. La tension continue obtenue est
"découpée" par un interrupteur (transistor bipolaire ou MOS) fonctionnant en commutation. Ce découpage s'effectue en général à des fréquences supérieures à une vingtaine de KHz (au delà des fréquences audibles) jusqu'à quelques MHz. Le transfert d'énergie de l'entrée vers la sortie, se fait par l'intermédiaire d'une inductance ou d'un transformateur qui stocke l'énergie
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
6
sous forme magnétique puis la restitue au rythme du découpage. La régulation de tension se fait par action sur le temps de conduction de l'interrupteur.
Puisque l'interrupteur fonctionne en commutation, les pertes du montages sont faibles. Elles se décomposent en pertes de conduction (transistor "on") et pertes de commutation. Elles seront beaucoup plus faibles que dans le cas d'une alimentation fonctionnant en linéaire.
Par ailleurs, plus la fréquence de découpage sera élevée, plus les dimensions de l'inductance ou du transformateur pourront être réduites. On gagnera ainsi en encombrement.
III.2) Avantages et inconvénients
Les caractéristiques comparées des alimentations à découpage et des alimentations à
régulations linéaires sont résumées dans le tableau ci après :
Caractéristiques Découpage Régulation linéaire
Rendement 65à 90% 35 à 55%
Puissance massique 30 à 200W/kg 10 à 30 W/kg
Régulation en ligne et
en charge
0,5% 0,01%
Régulation dynamique :
dépassement - durée
± 5%
1 ms
± 1%
50 us
ondulation résiduelle 1% 0,1%
parasites conduits et
rayonnés
Nécessité d'un
blindage
négligeable
Table 1
Le principal intérêt de l'alimentation à découpage est donc son excellent rendement.
Par contre, les problèmes de régulation et de C.E.M (compatibilité électromagnétique) sont
plus difficiles à maîtriser.
IV) ABAISSEUR DE TENSION type "BUCK"
IV.1) Principe
Vs
L
DC RchargeVe Vt
IL
Id
Ie Is
VG
VL
Figure 1 : schéma de principe
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
7
Un transistor MOS, fonctionnant en commutation (Fréquence de découpage : F), est placé en
série entre la tension continue d'entrée Ve (batterie ou pile) et une inductance L. Lorsqu’il est
passant, le courant IL augmente linéairement et une énergie E est stockée dans L. La diode D
est bloquée. Puis, au blocage du transistor, l'inductance se décharge linéairement dans le
condensateur C et la charge R (utilisation supposée résistive) à travers la diode. Cette
décharge n'est possible que si Vs<Ve (cf. figure 2). Le réseau D, C, R fonctionnant comme
une "détection crête", la tension de sortie Vs est quasiment continue. Sa valeur dépend de Ve
et du rapport cyclique = (Ton/Ton+Toff); L’énergie est donc transférée de façon discrète,
de l’entrée vers la sortie au rythme de la fréquence de découpage.
-Si la charge appelle un courant faible ou nul, il n’y a quasiment pas besoin de
transférer de l’énergie de L à C, Le courant dans L est alors discontinu.
-Si la charge appelle un fort courant, il est nécessaire de transférer davantage
d’énergie de l’entrée vers la sortie. Le courant moyen à travers L augmente et celui-ci ne
s’annule plus au cours d’un cycle. Le courant IL devient continu.
Comme pour tout système, le rendement est inférieur à 1. Donc, la puissance fournie à la
charge sera inférieure ou au mieux égale, à puissance absorbée à l'entrée du convertisseur,
soit : Vs.Is < Ve. Ie (1)
IV.2) Modes de Fonctionnement
Les équations de fonctionnement suivantes sont établies en supposant les composants
(MOS,diode, L et C) parfaits.
a) Mode continu
a.1) Equation générale
Dans ce mode de fonctionnement, (figure 2) le courant dans l'inductance ne s'annule
jamais car la charge appelle un courant important.
En moyenne :
Vt = .Ve
Or la tension moyenne VLmoyen aux bornes de
l'inductance L est nulle, (pas de di/dt a long
terme) donc:
Vs = .Ve (1)
quel que soit Is (ou presque).Le lieu des point
Vs=f(Is) est donc un réseau de droites
horizontales paramétré en .
Vt
TT
IL
Ve
Iq
Id
VsVs
Ve
Figure 2
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
8
Si le système est sans pertes, la conservation de la puissance impose :
Ve.Ie=Vs.Is
D’où :
Is=Ie/ (2)
a.2) Ondulation résiduelle
L’ondulation de courant dans L vaut:
IL= (Ve-Vs)/L.( Soit (avec F=1/T) :
IL= (Ve/L).(1/F).
L’ondulation de courant est maximale pour =1/2 :
ILmax= (Ve/L).(1/4.F)
Jusqu’à présent, on a considéré la tension de sortie Vs parfaitement constante. Cependant, il
reste une ondulation résiduelleVs. On obtient cette ondulation de tension de sortie en
supposant le courant de sortie Is continu. Le courant dans C est donc le courant dans L
diminué de Is. Sa valeur moyenne est nulle (car Vsmoyen =constante).
Vs= IL / (8.F.C) (4)
L’ondulation diminue logiquement lorsque la fréquence F augmente et/ou C augmente, mais
peut être dégradée si le condensateur a une mauvaise ESR (résistance série parasite).
b) Mode discontinu
Le mode de fonctionnement est appelé discontinu (figure 3) lorsque le courant dans
l'inductance a le temps de s'annuler au cours d'un cycle (car la charge appelle un courant
Ce mode marque la frontière entre les régimes discontinu et continu. Les
relations (1) et (5) sont alors valables simultanément et il vient en éliminant :
Is=(1/2L.F) .[Vs.(Ve-Vs)/Ve] (6)
Le lieu des points Is = f(Vs) correspondant peut être reporté sur la caractéristique de
sortie donnée ci-après. Il s’agit d’une parabole passant par les points (Vs=0, Is=0) et
Vs=Ve,Is=0).
Le maximum se situe au point : Vs=Ve/2 ; Is=Ve/8L.F
IV.3) Caractéristiques de sortie du montage Buck
On peut tracer la caractéristique de sortie Is = f (Vs) (figure 4) à partir de l'analyse des modes
de fonctionnement qui a précédé : Vs
Ve
Ve/8L.F is
discontinu
continu
Ve/2
0
.Ve
.Ve
critique
Figure 4
On voit donc qu'il est nécessaire :
1) de réguler la tension de sortie Vs, surtout à faible charge, cf. circuit
d’asservissement (paragraphe 5).
2) de privilégier le mode continu car le circuit se comporte alors comme une « vraie »
source de tension.
IV.4) Calcul et choix des composants
On fixe tout d'abord la fréquence de travail F (=1/T). On se place ensuite au régime critique.
a) inductance
On voit immédiatement que : Is= ILmoyen
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
10
D’où :
ILmax=2.Is (7)
Connaissant Ve et les valeurs demandées de Vs et de Is (cahier des charges du
concepteur), on calcule le courant maximum dans l'inductance ILmax. On estime la valeur de
l'inductance L par :
LVe
IT
L
max
. avec =Vs/Ve (8)
On dimensionne ensuite l'inductance (cf. choix noyau ferrite, entrefer, section du fil
émaillé…etc.)
b) condensateur de sortie
En fixant l'ondulation résiduelle voulue, et avecIL = ILmax = 2.Is, on tire ensuite de
l'équation (4) la valeur du condensateur de sortie C :
C=2.Is/(8.F.Vs) (9)
c) diode
Si cela est possible, on préférera une diode shottky dont la chute à l'état passant est
faible pour minimiser les pertes en conduction. Son choix se fait en fonction du courant Idmax
crête, du courant Id moyen susceptible de le traverser et de la tension inverse VR supportée,
avec :
VR = Ve
Idmax = ILmax soit : Idmax = s
Idmoyen = (1-). Is
d) interrupteur MOS (P ou N)
Son dimensionnement se fait en fonction du courant Iqmax crête susceptible de le
traverser et de la tension drain source Vds max à supporter.
Iqmax = ILmax =2. Is
Vds max = Ve
On prendra naturellement une marge de sécurité.
IV.5) Modélisation de la boucle ouverte (mode continu)
La commande PWM est généralement réalisée grâce à un oscillateur dent de scie à la
fréquence F et un comparateur avec une tension continue Vc (tension de contrôle).
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
11
Vs
L
DC RchargeVe Vt
IL
Id
Ie Is
VG
VL
Driver de MOS
Vc‐
+
Oscillateur dent de scie
t1/F
PWMcomparateur
(Commande)
Figure 5
En vue de la conception de l’asservissement (régulation de la tension Vs), il faut
premièrement déterminer la fonction de transfert boucle ouverte Vs en fonction de la tension
de contrôle Vc.
En prenant comme exemple, un générateur de « pseudo dent de scie » type NE555
alimenté par l’entrée Ve, on a le chronogramme suivant (figure 6) :
t
VMIN
VMAX
tPWM
Vc
Figure 6 : signal dent de scie
On en tire :
= (Vc-Vmin)/(Vmax-Vminavec Vmin= 1/3 Ve et Vmax=2/3Ve
d’où :
= 3.(Vc/Ve) -1
D'où l'expression de Vs en fonction de Vc :
Vs = 3.Vc-Ve
La courbe de transfert statique Vs = f(Vc) est donc une droite. On en tire le gain :
G0 =dVs/dVc=3
Pour être complet, il faut connaître la réponse en fréquence de la boucle. Or, le système
travaille en commutation (grand signaux). On a donc recours à une méthode de modélisation
(proposée par VORPERIAN) décrite en annexe B. Le "couple" interrupteur-diode est
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
12
remplacé par un schéma équivalent et l’on obtient alors une fonction de transfert équivalente
en mode continu T(p)= vs/vc :
T(p) = vs/vc = 3/(1+(L/R).p+LC.p2) (10)
Il s’agit d’une fonction du deuxième ordre indépendante de la tension d’entrée Ve, mais qui
dépend de la charge R du Buck. Plus R est grande, plus l’on se rapproche d’un réseau L, C
parfait avec une résonnance prononcée à Fc.
f
|Ftbo|2ème ordre
R augmente
3
fc
1
Figure 7 : FT modélisé du buck
V) Asservissement en tension (mode continu)
La tension de sortie Vs est prélevée par R1 et R2, puis comparée à une tension de
référence stable. La boucle ajustera en permanence Vc et donc le rapport cyclique pour
maintenir Vs constante (ou presque) quelles que soient les circonstances.
Vs
L
DC RchargeVe Vt
IL
Id
Ie Is
VG
VL
Driver de MOS
Vc‐
+
Oscillateur dent de scie
t1/F
PWM
comparateur
correcteurVref
(consigne)
+
‐
R1
R2
R
R’C
(retour)
Figure 7: circuit d’asservissement
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
13
En statique, et dans l’idéal, on a donc, quelques soient Ve et Is et les conditions
extérieures (température etc.) :
Vs= Vref. (R1+R2)/R2
Le correcteur sera choisi en considérant les éléments suivants :
- La fonction de transfert boucle ouverte FTbo, exprimée en équation (10) ne
comporte pas d’intégration naturelle. Pour assurer une erreur statique nulle (entre
Vs.R2/(R1+R2) et Vref), le correcteur doit donc comporter une intégration en basse
fréquence).
- Cependant un intégrateur « ralenti » la réaction de la boucle. Pour préserver sa
réactivité, on adjoindra une correction proportionnelle. Il est donc nécessaire d’utiliser un
AOP monté en gain+intégrateur.
- Ce circuit apporte une fréquence de coupure naturelle voisine de la fréquence de
transition Ft de l’AOP. Il faudra veiller à ce cette fréquence « n’interfère » pas avec la
fréquence de coupure FTbo sous peine de rajouter une instabilité.
- Il faudra veiller à la stabilité quelque soit la valeur de la charge R du buck.
f
FTBO
CORRECTIONINTEGRALE
CORRECTIONPORPORTIONNELLE
COUPURENATURELLE AOP
FTcORRIGÉE
FT CORRECTEURFT BO BUCK
FTBO CORRIGÉE 3EME ORDRE
2EME ORDRE
fc
dB POINT CRITIQUE
1ER ORDRE
0
Figure 8 : Correction asservissement
VI) Démarrage et protection
Dans certains cas et en l'absence de précaution, la mise sous tension du
convertisseur peut causer des dommages irréversibles :
1) surtension et ou surintensité en sortie temporaire, (cf. figure 9), et destruction des
montages "utilisateurs" connectés.
2) non démarrage de l'alimentation et risque de destruction du transistor interrupteur.
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
14
Démarrage avec tension d’entrée 15V F=50kHz # 1//2, R=10(Sans circuit de démarrage doux)
Figure 9: démarrage buck sans soft start
Pour éviter ces problèmes, il faut ajouter au convertisseur :
- un circuit de démarrage doux ("soft start") permettant à la tension de sortie de
converger lentement jusqu'à sa valeur nominale par valeur inférieure.
- une limitation en courant (non présente sur la maquette)
RV1(3)
3
21
84
U4:A
LM393
R2330k
R133K
48%
12
3
RV147k
R947K
+-
C510uF
R1547K
A K
D3
DIODE
+
C
1
1
JBO
CONN1
SSE3
1
Figure 10 : Circuit de soft start.( R15,D3,C5)
En pratique, le démarrage est plus favorable car la tension Ve ne s’établi normalement pas
brutalement en raison du temps de montée propre de Ve. Cependant il faut rester prudent.
Tension Vs
Courant IL
Phase 1 Phase 3 Phase 4 Phase 2
Valeur finale .Ve
Ve
OV
PWM
Vc
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
15
Figure 11 : démarrage doux
Si le temps de montée tm de Ve est plus grand que la constante de temps du réseau tm>2π.
L.C)/(1-z2), où z est l’amortissement du réseau, le démarrage ne pose pas de problème,
mais n’étant jamais certain que cette condition soit réalisée, le circuit de démarrage est
indispensable.
VII) PREPARATION
Le cahier des charges impose une tension de sortie Vs=6V et un courant maximal Is de 0,6A pour une tension d'entrée nominale VE de 12V (mais pouvant varier de 10V à 15V). La fréquence de découpage est fixée à 50kHz.
Evaluer la valeur de Lcritique et l’ondulation de tension de sortie. Dans la manipulation,
on prendra L=170H ou 246uH selon le noyau (bleu ou vert clair). Evaluer la valeur de Lcritique et l’ondulation de tension de sortie. Dans la manipulation,
on prendra L=170H ou 246uH selon le noyau (bleu ou vert clair). Qu’est-ce qu’une diode shottky ? Le transistor MOS utilisé est un PMOS. Indiquer comment sont connectés Grille, Drain,
Source. Expliquer le rôle du driver de MOS TSC4420 à partir de ses caractéristiques données en
annexe D ainsi que celui des deux capacités de découplage. Indiquer comment il faudrait câbler un NMOS et les conséquences sur sa commande grille. Evaluer les valeurs des composants du « snubber » à l’aide des informations en annexe. Expliquer le fonctionnement du montage « soft start » (figure 10) Dessiner le diagramme de bode asymptotique de la fonction de transfert Vs/Vc en boucle
ouverte pour 3 valeurs de la résistance de charge R, 1, 10, 1k. Evaluer les pertes dans le buck pour Ve=12V, Vs=6V, un rapport cyclique =1/2, et un
courant de sortie moyen Is=0,75A en s’appuyant sur les informations en annexes : PMOS, D, L, NE 555, LM393
Tension Vs
Courant IL
Tension Vc
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
16
Consignes de sécurité
ALIMENTATION BUCK A DECOUPAGE
Manipulation délicate : Vérifier constamment la tension d’entrée et de sortie en laissant un voltmètre branché pendant toute la manipulation. Ne jamais appliquer plus de 15V en entrée Si le courant tiré sur l’alimentation dépasse 0,7A, couper immédiatement. Si le courant de sortie dépasse 2A, couper immédiatement. Avant toute utilisation des sondes en courant, appeler l’enseignant présent.
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
17
Schéma électrique de la maquette boucle ouverte
Ibob
Vdrain
Vs
simu BUCK boucle ouverte continu et saturation inductance
Vbat
Q2IRLIB9343
1
JENTREE
PLOT
1
JENTREEMASSE
PLOT
C43.3nF
R4
DC7
Q3
GN
D1
VC
C8
TR2
TH6
CV5
U3
NE555
R51K
R610K
VPWM
oscillateur 555
JPOT(1)
AK
D1DIODE
R3
1k
C2
10nF
1
JSORTIEMASSE
masse
1
JSORTIE
sortie
R41K
VDD
AK
D2DIODE
1
JVS
CONN1
1
JMASSE2
CONN1
1
JMASSE1
CONN1
1
JVE
CONN1
1
JN555
CONN1
1
JPWM
CONN1
1JDRAIN
CONN1
C4(1)3
21
84
U4:A
LM393
R23.3k
2 6/7
U1
TC4420
R133K
48%
12
3
RV147k
R947K
Q2(G)
RSTRAP
0.01
L1
170uH
+-
C6100uF
+-
C1100uF
C7100nF
R14100K
+-
C510uF
R1547K
A K
D3
DIODE
C8100nF
JBOUCLOUVBNC
+ -
C9
10uF
1
JBO
CONN1
1
JMASSE3
CONN1
C3100nF
VDD
1
JMASSE4
CONN1
C10100nF29%
1 2
3
RV24.7k
R71K
1
JPOT
CONN1
Entrée 10V à 15VDC
Sortie
P1 : réglage PWM
Cavalier Mesure du
courant
P2 : réglage fréquence
inductance
R snubber
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
18
VIII) EXPERIMENTATION
EXPERIMENTATION PARTIE 1
MAQUETTE BOUCLE OUVERTE
La maquette proposée a été réalisée en composants discrets pour des raisons de
pédagogie. Mais il existe des régulateurs PWM ou PFM intégrés qui remplacent
avantageusement la boucle d'asservissement et les différentes sécurités du montage.
ATTENTION: NE JAMAIS DEPASSER VE = 15V. AU COURS DES
MANIPULATIONS, OBSERVER EN PERMANENCE LE COURANT DEBITE PAR
L'ALIMENTATION Ve (ENTREE). COUPER IMMEDIATEMENT SI LE COURANT
DEPASSE 0,7A. ENTRE CHAQUE OPERATION, ETEINDRE IMPERATIVEMENT VE.
REMARQUE : Pour étudier les caractéristiques de sortie de l’alimentation buck, une
plaquette est disponible : elle comporte une résistance indépendante de 10k et un réseau de
10 résistances en série de 100 et 3 résistances de puissance 100 (5W), (boitier noir). Ceci
permet de faire varier la charge de 1k à 100 par pas de 100 et, si besoin, de descendre
jusqu’à 50 voire 33 en parallélisant les 3 résistances de puissance. Une résistance
SFERNICE de puissance 8 est également disponible.
Le rapport cyclique de découpage se règle manuellement par le potentiomètre P1
* Insérer une résistance Rsnb=470dans le le circuit "snubber" Rsnb, C2. 1. Boucle ouverte mode discontinu
Conformément au § IV.3 a), on se place à très faible courant de sortie (abaisseur à vide, c’est-à-dire sans résistance de charge). Mettre le montage sous tension (Ve=12V). Régler P1 pour obtenir une tension de sortie de VS =VE/2 =6V. Fixer la fréquence de découpage à 50kHz par le potentiomètre P3 .
a) Relever la tension de sortie, la tension PWM, la tension de drain (D) et le courant dans la bobine avec la sonde de courant. La forme d'onde sur le drain est-elle conforme à la théorie ?
b) Retirer momentanément la résistance Rsnb et constater son impact sur la forme d’onde en Vt. A partir du travail préparatoire, retrouver expérimentalement, les valeurs préalablement calculées. Conclusion.
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
19
Replacer la résistance Rsnb.
2. Boucle ouverte mode discontinu Conformément au § IV.3 a), connecter une résistance de charge (environ 50 2
résistances de puissance parmi les 3 en parallèle sur le réseau en échelle) en sortie du convertisseur. Relever les formes d'onde aux mêmes points que précédemment. Conclusion.
3. Caractéristique de sortie :
Pour un rapport cyclique = 1/3 puis =1/2 et f = 50kHz, faire varier le courant de sortie Is de 0 jusqu'à environ 300mA (en diminuant la valeur de la charge résistive de 1k à 8 par pas de 100) et relever le réseau des caractéristiques de sortie Vs=f(Is).
4. Caractérisation statique en boucle ouverte et en mode continu: Fixer la résistance de charge à 100et f à 50kHz. Relever la courbe de transfert statique en boucle ouverte Vs=f(Vc) en faisant varier la tension Vc de 1/3.VE à 2/3.VE par le potentiomètre P1.
5. Fonction de Transfert boucle ouverte La manipulation est délicate en raison du découpage qui perturbe le signal et des non
linéarités intrinsèques de la boucle.
Appliquer sur l’entrée EBCLOUV (BNC) un signal sinusoïdal, Ve 300mV c à c, maximum f de 10Hz à 4kHz. Observer Ve et Vs avec l’oscilloscope couplage AC, rejection HF, moyennée 4 traces, et relever le diagramme de Bode Vs=f (Vc)
6. Impact de la fréquence sur l’ondulation résiduelle en VS en mode continu : Faire varier la fréquence de 50kHz à 100kHz. Mesurer l’ondulation résiduelle en fonction de la fréquence de découpage f.
7. Démarrage a) Tension minimum de démarrage :
Monter progressivement la tension d'entrée VE de 0 à 10V. Noter la tension à partir de laquelle le système démarre.
b) En synchronisant correctement l’oscilloscope (Voie ?, mode de déclenchement ?, couplage ?) (avec une échelle horizontale #10ms/div), visualiser le démarrage du buck (courant IL et Vs) lorsqu’on met « on » l’alimentation VE 12V. (Bouton ON/OFF alimentation) : - en mode continu, - en mode discontinu.
Conclusion. Temps de démarrage…
EXPERIMENTATION PARTIE 2
MAQUETTE BUCK ASSERVI
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
20
Ibob
VdrainVs
3
21
84 U2:A
LM358
C5
20n
C60.1uF
Vref
boucle retour VRef=5V
Vbat
Q2IRLIB9343
1
J1
PLOT
1
J2
masse
C43.3nF
R4
DC7
Q3
GN
D1
VC
C8
TR2 TH 6
CV5
U3
NE555
R51K
R610K R8
1k
VPWM
oscillateur 555
U4:A(-IP)
AK
D1DIODE
R3
470
C2
10nF
1
J3
masse
1
J4
sortie
R41k
R1
10K
VDD
AK
D2DIODE
1
J5CONN1
1
J6CONN1
1
J7CONN1
1
J8CONN1
1
J9
CONN1
1
J10CONN1
1JDRAIN
CONN1
J9(1) 3
21
84
U4:A
LM393
R23.3k
2 6/7
U1
TC4420
R12
10K
12%1 2
3
RV14.7k
R7100K
RSTRAP
0.01
C7100nF
C8100nF
RCOMMCHARGE
20
Q1IRF530
AK
D3DIODE
R13100K
test reponse à un échelon de charge
+-
C3100uF
+-
C1220uF
C9100nF
C10100nF
C11100nF
23
1 D4LM336-5V0
R105k
Vconsigne=5V R14
10K
12
3
SW1
COMM1X2P
R1647K
commutateur BO/Bouclefermée
16%1 2
3
RV222kR15
22K
L1
170uH
R1110
1
J13
CONN1
1
J14
CONN1
J11BNC
VDD
C12
100nF
CorrecteurAlimentation buck asservie
CSOFT10u
1
J12CONN1
IX) PREPARATION * A partir de la fonction de transfert boucle ouverte précédemment établie et mesurée,
calculer le correcteur à placer sur la boucle retour (R1=10k imposé, R12 ? et C5 ?).
IX) EXPERIMENTATION
Comme avec la première maquette limiter le courant d’alimentation aux mêmes valeurs. Sur la deuxieme maquette (buck asservi), Mettre Csoft. Positionner le switch en 1 (buck asservi). Mettre sous tension avec VE=12V . Visualiser à l’oscilloscope Le signal PWM, la tension de drain, la tension de sortie Vs et le courant IL
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
21
Cavalier Bobine charge
mesure de courant Vdrain Vs commutée
R12 correcteur C5 correcteur Csoft
Entrée commutation charge
1. Vérification de l’efficacité de l’asservissement a) Faire varier Ve de 10V a 15V par pas de 1V et mesurer la tension de sortie Vs. b) Faire varier la charge de l’infini à 100 par pas et mesurer Vs.
2. Vérification du comportement de la boucle selon le type de correction
L’impact du correcteur se voit essentiellement en regardant la réponse du buck à un échelon de charge. En effet, si la charge varie brusquement, il y a un appel de courant brutal sur la sortie : la tension de sortie peut alors « s’affaisser » plus ou moins selon la vitesse de réaction de la boucle.
a) Placer un correcteur intégrateur pur R12=0, C5 =valeur calculée Placer sur la sortie une charge 500 (réseau en échelle).
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
22
Placer en plus une charge 100 (support 20mm à l’emplacement « charge » sur la carte) puis appliquer sur l’entrée comCH (BNC un signal carré 0-5V de fréquence 10 Hz provenant d’un générateur extérieur (Mode High Z) La charge 100 sera alors commutée en parallèle sur la charge 500 provoquant des sauts de charge 500 -> #80 (500//100) sur la sortie Vs. En synchronisant l’oscilloscope sur ComCH, relever la tension de drain et la tension de sortie.
b) Refaire la manipulation en plaçant cette fois un correcteur intégrateur/proportionnel R12= ?, C5= ?
Comparer les réponses selon les corrections. c) Changer la valeur de R12 et observer l’impact sur le comportement.
3. Mesure de la consommation à vide
Tension et courant d’entrée lus sur l’alimentation. Si la lecture de courant n’est pas assez précise, insérer un ampèremètre sur l’entrée.
4. Rendement
Avec Ve=10V, Diminuer la charge (réseau en échelle) pas par pas, de l’infini jusqu’à 8Relever les courants Ie et Is moyen puis et tracer la courbe = Ps/Pe en fonction du courant de charge Is. Conclusion. Comparaison avec une alimentation à régulation linéaire.
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
23
ANNEXES A - Calcul approché du circuit snubber Reprenons les formes d'ondes en régime discontinu.
Vt
tT
ILmax
VsVe
IL
T2
Vg
T1
«Off»
oscillation
Au moment où le courant IL s'annule, il apparaît en fait, une oscillation sur la tension Vt car les composants ne sont pas parfaits : Cette oscillation indésirable s'explique par la présence des capacités parasites des différents composants du montage (inductance, transistor et diode).
En effet, à l'instant T2, le transistor MOS (N ou P) est déjà bloqué, le courant IL s'annule et par suite la diode D se bloque. D'un point de vue dynamique, le schéma instantané équivalent est alors :
Vs
Cgd
Cds
CdVe
Condition initiale Vt= Vs @ t=T2
GrilleSource
Vt
L
K
A
Drain
PMOS Diode
Schéma équivalent pour PMOS
Où Cd est la capacité de la diode polarisée en inverse, Cgd la capacité grille-drain du
transistor MOS et Cds celle de drain-source. La valeur Cgd +Cds = Coss dépend la tension Vds (drain-source). Elle s'obtient à
partir des réseaux de courbes Coss=f(Vds) donnés par les data sheet constructeur. (Cf. data sheet en annexe).
La valeur Cd de la diode en inverse est aussi donnée sur les data sheet (cf. annexe), mais dans des conditions de test particulière de tension inverse et de fréquence. Pour plus de précision, il faudra donc mesurer sa valeur dans les conditions proches du fonctionnement réel.
Le comportement du montage à partir de l'instant T2 correspond donc sensiblement à
la relaxation du circuit LCT (avec CT = Coss+Cd) (en considérant Ve et Vs comme masses dynamiques). En l'absence quasi totale de résistance d'amortissement, la fréquence des
oscillations est voisine de FoL CT
1
2 ..
Pour éliminer ces oscillations, on ajoute un "snubber" (réseau C1, R1) en parallèle sur
L. Son impact est expliqué qualitativement comme suit : - Si R1 est très grande, le circuit ne sera pas amorti : la résistance ne sert à rien,
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
24
- Si R1 est très petite, C1 est en quasiment en parallèle avec L et les oscillations vont
de nouveau apparaître, mais à la fréquence F' oL C CT
1
2 1 . ( ),
- Si R1 est seule, le réseau sera bien amorti, mais la résistance dissipe de l'énergie inutilement en statique.
- Si C1 est très grande, cela introduit un dV/dt à la mise "off" du transistor préjudiciable au temps de commutation.
Une association R, C série est donc ainsi parfaitement justifiée.
Vs
Cgd
Cds
CdVe
Condition initiale Vt= Vs @ t=T2
GrilleSource
Vt
L
K
A
R1C1
Drain
PMOS Diode
En prenant : 1/C1.2Fo << R1 (1), l'impédance équivalente Ze totale, à la fréquence
Fo est celle d'un réseau parallèle R1//L//CT :
Ze
z
op
z
op
p
o
2
12 2
2
. avec z
R
L
CT
1
2 1 et o
L CT
1
.
On déduit la valeur de R1 en se plaçant au régime critique z =1. On choisit ensuite C1 pour satisfaire l'inégalité (1).
B- Modélisation et calcul de la fonction de transfert en boucle ouverte En mode continu, le couple transistor interrupteur-diode peut être modélisé avec les conventions comme indiqué ci-dessous, indépendamment de la topologie du convertisseur (cf. méthode de V.VORPERIAN). ‘a’ = actif,’c’= commun, ‘p’ = passif.
D
ac
p
Q
da
c
p
icia
vap
On peut écrire les deux équations moyennes régissant son fonctionnement : En effet, la tension aux bornes de la diode vaut Vap pendant la durée T et 0 pendant (1-) T). En moyenne. De même, un raisonnement identique permet d'exprimer le courant moyen traversant l'interrupteur. On a donc :
Vap = Vcp/. (1) Ia = .Ic (2)
On déduit les équations aux variations (dérivées partielles) :
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
25
dia=d.Ia+ dia. (3) dvap= (dvcp. –Vcp.d/2 (4)
soit en notant les variation avec un ^, et en remplacant (1) dans (4) :
ia=.ic+Ic.vap=(1/.vcp – (Vap.
a
p
c
1
îcîa
.îc
vcp
Vap/^
Ic^^vap^
On obtient ainsi le modèle du couple interrupteur-diode aux variations qui se traduit par le schéma équivalent électrique ci contre où le "transformateur" est un « pseudo composant », de rapport
Il suffit maintenant d'insérer ce schéma dynamique dans celui du convertisseur pour obtenir une représentation linéaire approchée du fonctionnement du convertisseur. On peut alors calculer toutes les fonctions de transfert souhaitées. En particulier, Vs =f(du rapport cyclique est obtenue en court-circuitant la tension d'entrée Ve (continue) du convertisseur.
a
p
c
1
îcîa
.îc
vcp
Vap/^
Ic^
L
CR
Ve
CC dynamique
vs
vL
^
On a alors Vap=Ve, Vcp=Vs.
Pour déterminer la fonction de transfert dynamique, on court-circuite l’entrée Ve. De (6) il vient :
vcp = Vap. Et, par la maille de sortie:
vcp = vL+vs avec :
vs= vcp.(ZRC/ZRC+ZL) avec ZRC =R//C On obtient alors la fonction de transfert en mode continu:
Nota : On remarquera que cette fonction de transfert de type passe-bas, dépend de la charge R. Par ailleurs, il convient de tenir compte de la résistance série parasite Re de l'inductance et de la dépendance de L et de Re avec la fréquence, pour affiner le modèle ci avant.
Extrait DATA SHEET NE 555
^ ^ ^
^^^
^ ^
^ ^ ^
^
^ ^
^ ^
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
26
Extrait DATA SHEET LM393
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
27
Extrait DATA SHEET TC4420
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
28
Extrait DATA SHEET Diode 1N5820
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
29
Extrait DATA SHEET MOS P IRLIB9343
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
30
ENSEIRB 2019 Ph. DONDON
31
Caractérisation impédance-mètre de l’inductance L entre 1kHz et 100kHz.
Mode Ls, Rs, marker sur 50 kHz, Noyau bleu
F=50kHz
NB : Pour le noyau vert clair, on trouve L=#170uH (au lieu de 246uH)