3_CDE.pdf

8/15/2019 3_CDE.pdf

1/21

  87

REGIMUL DE COMUTARE

AL DISPOZITIVELOR ELECTRONICE

Circuitele electronice în comutaţie sunt circuite a căror stare semodifică  rapid de la o stare extremă  la altă  stare extremă  (spreexemplu din conducţie în blocare sau invers) .

Circuitele electrice digitale primesc la intrare semnale care au două valori distincte numite zero logic şi unu logic, semnale carecondiţionează  starea ieşirii circuitului.Nu se aleg valori de tensiune fixe pentru valorile logice (zero logic şiunu logic) ci se alocă domenii de tensiune  ∆V   pentru fiecare semnallogic, domenii separate între ele, printr-un interval de tensiune numit„zonă de incertitudine” .

Spre exemplu, în figura 3.1 toate tensiunile sub limita inferioară  1V   sunt interpretate drept zero logic, iar toate valorile de tensiune caredepăşesc limita superioară  2V    , sunt interpretate drept unu logic.Circuitele electrice î şi modifică  starea în funcţie de semnalele de laintrare şi în funcţie de alte elemente (spre exemplu în funcţie de stareaanterioară a ieşirii).

33 

V 1 V2

0 V1  t

Fig. 3.1.

8/15/2019 3_CDE.pdf

2/21

  88

  Circuitele electrice în comuta ţ ie primesc la intrare un continuu devalori şi î şi modifică starea pentru anumite nivele (specificecircuitului ) aplicate la intrare.

 Procesul de comuta ţ ie a dispozitivelor semiconductoare  constă  în tranziţia din starea de transfer a curentului electric de conducţie (de

la intrarea la ieşirea dispozitivului) , numită  stare "de conducţie" lastarea "de blocare" a curentului electric şi invers.Deoarece toate dispozitivele au o caracteristică statică, ca în figura 3.2, conţinând o zonă liniară OA şi o zonă de saturaţie AB a curentului,starea de conducţie poate fi:

-  la saturaţie, când PSF este pe AB;-  la saturaţie incipientă, când PSF este în A;-   în zona liniară, când PSF este pe OA.

Starea de blocare situează  PSF în zona OC, aproape de punctul O.Dacă PSF se îndepărtează de O către valori negative, starea de blocare

este "profundă".

Principalele dispozitive semiconductoare utilizate în procesul decomutare a curenţilor se bazează fie pe proprietăţile dinamice ale unei

 joncţiuni semiconductoare fie pe efectele câmpului electric (şi uneorimagnetic) asupra purtătorilor de sarcină.

3.1. 

Comutarea diodei semiconductoare

În figura 3.3 este schematizată  o joncţiune P-N şi profilulconcentraţiei de goluri. [2,3,4]Polarizarea directă  a joncţiunii conduce la injectarea de purtătoriminoritari (goluri în zona N şi electroni în zona P). se notează  +q sarcina în exces faţă  de concentraţia la echilibru (  p p0  în zona P  şirespectiv pn0) a purtătorilor de sarcină.

IIs  A B

O Vs  V

Fig. 3.2.

8/15/2019 3_CDE.pdf

3/21

  89

Variaţia sarcinii acumulate are loc prin intermediul curentului „i” ,care este format din trei componente:

-  componenta datorată golurilor şi electronilor care traversează 

 joncţiunea – componentă  exprimată  prin viteza de variaţie asarcinii

dt 

dq ;

-  componenta datorată  recombinării purtătorilor în exces(golurilor) din zona N cu purtătorii majoritari din respectivazonă  semiconductoare (electronii) o componentă  inversproporţională cu timpul de viaţă   pτ   :

-  componenta datorată  încărcării /descărcării capacităţii joncţiunii C  j cu purtătorii majoritari

dt 

dvc

q

dt 

dqi   ak  j

F 

++=τ 

.

Curentul datorat purtătorilor majoritari s-a exprimat în funcţie decapacitatea joncţiunii

P j N

Pp0 

Pn0 

q

Fig. 3.3.

8/15/2019 3_CDE.pdf

4/21

  90

dt 

dvc

dt 

dv

v

q

dt 

dv

dv

dq

dt 

dq   ak  j

ak 

ak 

 j

 j

=∆

∆== .

Comutarea diodei semiconductoare din blocare în conducţie poate fi exemplificată pe baza montajului din figura 3.4.

Componenta curentului de încărcare a capacităţii este mică 

( 0≅dt 

dvC    ak  j   ) astfel încât ecuaţia transferului de purtători

dt 

dvC q

dt 

dqi   ak  j

F 

++=τ 

1 ,

devine

F 

q

dt 

dqi τ +=  

Condiţiile iniţiale ale circuitului sunt

=

F  I 

 pentrui

0

0

0

>

≤

t 

t   ,

P Ni

VF  Vi  RL  VL

Vi 

VF  t

i

IF, τF t

Fig. 3.4.

8/15/2019 3_CDE.pdf

5/21

  91

unde  I F   este curentul ce se stabileşte în circuit în condiţii de regimpermanent ( când dioda este în conducţie, rezistenţa acesteia este r on,de valoare mică), care se determină în funcţie de sarcină 

 L

F 

on L

F F 

 R

V 

r  R

V  I    ≅

+= .

Expresia curentului, după  închiderea comutatorului, se obţine dinecuaţia transferului de purtători ( în condiţiile iniţiale specificate maisus)

⇒=+ F F 

 I qdt 

dq

τ 

1   ⇒=+ F F F    I qdt 

dqτ τ   

)1()(F 

t 

F F t    e I q  τ τ 

−

−= .

Timpul t r   la care se obţine 90 % din valoarea finală  I F  a curentului, sedetermină exprimând ţinând seama de definiţia curentului electric deconducţie (viteza de variaţie în timp a sarcinii printr-o suprafaţă dată –a joncţiunii)

⇒−==

⇒−==

)exp(9,0)(

)exp()(

F 

r 

F F r 

F 

F 

t  I  I t i

t  I 

dt 

dqt i

τ 

τ  

F F r t    τ τ  3,2)10ln(   == .

Se constată că timpul de creştere t r  este de 2,3 ori mai mare ca timpulde viaţă  al purtătorilor minoritari injectaţi F σ    , în condiţiile când

 joncţiunea nu a fost mai întâi blocată.

Dacă comutarea are loc din blocare în conducţie, în sensul că 

la aplicarea sursei de comutare V F  joncţiunea era blocată de o tensiuneinversă, timpul de conectare este mai lung.Timpul t r   se măsoară  după ce s-a descărcat capacitatea de barieră C  B de sarcina pe care o avea când dispozitivul era în starede blocare. Descărcarea capacităţii se face exponenţial prin rezistenţade sarcină într-un timp

 B Lr    C  Rt  3,2= ,

8/15/2019 3_CDE.pdf

6/21

  92

 aşa încât timpul de comutare a joncţiunii din blocare în conducţie este

F  B Lr    C  Rt    τ 3,23,2   += .

Comutarea diodei semiconductoare din conducţie în blocarepoate fi exemplificată pe baza montajului din figura 3.5.La momentul iniţial de timp dioda este în conducţie, ceea ce înseamnă că prezintă o rezistenţă mică şi curentul prin dispozitiv are expresia

 L

F 

on L

F F 

 R

V 

r  R

V  I    ≅

+= .

În funcţie de sarcina stocată la joncţiune

( )   f F  I q   τ =0 ,

poate fi exprimat, în regim staţionar, curentul direct

F 

qi

τ =  ⇒   ( )

F 

F 

q I 

τ 

0= .

La comutarea sursei de blocare VR  (t=0) dispozitivul este încă  înconducţie, deci este caracterizat prin rezistenţa ron  , de valoare mică,

ceea ce conduce la expresia curentului invers din momentul conectării

 L

 R

on L

 R R

 R

V 

r  R

V  I    ≅

+= .

Valoarea finală  a sarcinii injectate este funcţie de valoarea curentuluicare circulă 

 f  R f    I q   τ −= .

Variaţia sarcinii se exprimă  prin intermediul unei ecuaţii diferenţialede ordinul I, şi anume ecuaţia de transfer a purtătorilor, a cărei soluţieeste în funcţie de valorile iniţială şi finală a sarcinii în exces

),exp()()(τ 

t qqqt q i f  f    −−−=  

unde qi este sarcina la t =0, iar τ  este constanta de timp τ F .

8/15/2019 3_CDE.pdf

7/21

  93

Cu aceste notaţii avem

( )   ( )   f t 

 f F  f  R f  Rt    e I  I  I q  τ 

τ τ τ −

−−−−= .

La t S se elimina toată sarcina în exces

( ) 0=st q   ⇒  

( ) 

 +≅

+

+=

 R

F 

 f 

 f  R

 f F  R

 f s I 

 I 

 I sq

 I  I t  1ln

 / ln   τ 

τ 

τ τ  .

IR P N

iIR 

VF  VR  VLRL

iIF 

t

-IR 

qIFτF

t

-IRτF 

Fig. 3.5.

8/15/2019 3_CDE.pdf

8/21

  94

După  anularea sarcinii în exces se continuă  procesul de încărcare acapacităţii de barieră într-un timp

 B Ld   C  Rt  3,2= .

Timpul total de comutare din conducţie în blocare este suma celor doitimpi

 ++=

 R

 E 

 f  B Linv I 

 I C  Rt  1ln3,2   τ  .

Pentru a scădea timpul de comutare se adoptă dispozitive cu capacitatede blocare C  B mică şi se adoptă curenţi de blocare I  R de valori suficientde mari faţă  de curentul  I F   care circula prin dispozitiv în condiţiile

iniţiale de polarizare în conducţie a dispozitivului.

3.2. Comutarea tranzistorului bipolar

Pentru a preciza noţiunile, toate referirile se vor face la tranzistorulbipolar de tipul PNP, a cărei schemă  funcţională  şi simbol suntprezentate în figura 3.6.

Tranzistorul este în conducţie dacă  joncţiunile sunt polarizatecorespunzător şi anume joncţiunea emitor –bază  în conducţie şi

 joncţiunea colector –bază este polarizată invers, ca în figura 3.6.

C

P N P iC 

E C iBB

VEB>0 VCB

8/15/2019 3_CDE.pdf

9/21

  95

Considerând o axă  OX cu originea în zona bazei la limita joncţiuniiemitor –bază  în figura 3.7 este prezentat profilul concentraţieipurtătorilor minoritari (goluri).Concentraţia golurilor injectate din emitor în bază pn(0)  scade până  lavaloarea concentraţiei pn0 stabilită de echilibrul termodinamic (pentruzona bazei).Golurile injectate determină  acumularea în bază  a unei sarcini înexces(faţă de cea de la echilibru termodinamic) care se notează cu

dx p p Aqq nn

w

ie B )( 00

−= ∫ .

Variaţia sarcini  Bq determină un curentdt 

dqi   B=1  

Purtători (golurile) injectaţi prin suprafaţa bazei se deplasează până laciocnirea cu un atom din reţeaua cristalină a bazei , pierzând energieastfel încât energia acestuia nu se mai găseşte în BC. Procesul estenumit recombinare.

Prin recombinare, un electron care nu mai are suficientă energie va fiprins într-o legătură  covalentă  nesatisf ăcută  (remintim că  s-a definitgolul ca fiind o legătură covalentă nesatisf ăcută). Prin recombinare atâtelectronul cât şi golul nu vor mai putea participa la procesul deconducţie a curentului electric.

pn

p n(0)

pn0

O w x

Fig. 3.7.

8/15/2019 3_CDE.pdf

10/21

  96

În aceste condiţii avem un curent datorat recombinării ( p

 Bqiτ 

=2 ) care

este proporţional cu numărul de purtători şi invers proporţional cu  pτ   

numit timp de viaţă al purtătorilor în exces în zona bazei.Joncţiunea colector bază este polarizată  invers , ceea ce înseamnă 

că  există o zonă de golire (nu conţine purtători de sarcină, rezultă oconductivitate mică  la fel ca a unui dielectric) care determină  ocapacitate de barieră  notată  cu  BC C    Modificarea sarcini pe una dinarmături (în zona bazei, spre exemplu ) determină, prin modificareacâmpului intern o modificare a sarcini şi pe cealaltă armătură. Apareastfel un curent datorat variaţiei sarcinii de pe capacitatea respectivă 

dt 

dV C 

dt 

dV 

dV 

dq

dt 

dqi   CB BC 

CB

CB

===3   ,

undeV 

qC  BC 

∆

∆= , este capacitatea joncţiunii colector – bază.

Curentul în bază este datorat celor trei fenomene care modifică sarcinase exprimă prin ecuaţia

dt 

dV C 

q

dt 

dqi   CB

 BC 

P

 B B

 B   ++=τ 

.

Curentul în colector este determinat de recombinarea purtătorilor careau traversat joncţiunea BC

F 

 B

C 

qi

τ =   ,

unde F τ    este timpul de viaţă al purtătorilor în zona colectorului.Ecuaţiile curenţilor, mai sus definite, împreună  cu relaţia dintrecurenţii la bornele tranzistorului definesc ecua ţ iile metodei sarcinii

dt dV C q

dt dqi   CB BC 

P

 B B

 B   ++=τ 

F 

 B

C 

qi

τ =  

 BC  E    iii   +=  

8/15/2019 3_CDE.pdf

11/21

  97

unde timpii de viaţă  sunt Pτ    - în zona bazei, iar F τ    - în zonacolectorului.În regim staţionar , când nu există variaţii în timp ale tensiunilor de petranzistor nu vor exista variaţii ale sarcini în exces din bază  şiecua ţ iile sarcinii pentru regim sta ţ ionar  sunt:

P

 B B q I 

τ = ,

F 

 B

C 

q I 

τ = ,

 BC  E    I  I  I    += .

Dacă  se utilizează  relaţia mediată  de factorul static amplificator F  β   dintre curenţi

P

 BF 

F 

 B

 BF CBO BF C 

qq

 I  I  I  I 

τ  β 

τ 

 β  β 

=⇒

≅+=

,

se stabileşte o relaţie între cei doi timpi de viaţă  a purtătorilor

F F P   τ  β τ    = .

Timpul de viaţă  în zona bazei este mult mai mare ca cel din zonacolectorului.

Comutarea în conducţie a tranzistorului bipolar 

Tranzistorul din figura 3.8, fiind de tipul PNP, pentru a determinaintrarea acestuia în conducţie se impune ca semnalul aplicat la intrareaacestuia (între bază  şi emitor) să  aibă  o cădere din zero volţi cătretensiuni negative VBB.Tensiunea negativă a bazei determină  în regim staţionar un curent debază 

⇒⇒=+  BE  BB B B EB   V V  I  RV   

 B

 BB

 B

 EBbb

 B R

V 

 R

V V  I    ≅

−=1 .

Curentul injectat în bază determină un curent de colector

11   BF C    I  I    β = .

8/15/2019 3_CDE.pdf

12/21

  98

 Conform metodei sarcinii avem expresiile curenţilor

dt 

dV C 

q

dt 

dqi   CB

 BC 

P

 B B

 B   ++=τ 

,

F 

PC F C  B

F 

 BC    iiqqi

 β τ τ 

τ ==→= .

Relaţiile dintre tensiunile tranzistorului permit aproximarea

 EBCB

CB EBCBCE 

V V 

V V V V 

≥≥

≅−=  .

Din teorema a doua a lui Kirchoff obţinem

CC CBC C 

CC CE C C 

V V i R

V V i R

=−

⇒=−,

iC  RC  -VCC 

VCB 

RB VCE 

0VEB  iE 

VBB 

iB

IB1

tiC

ICt

Fig. 3.8.

8/15/2019 3_CDE.pdf

13/21

  99

care prin diferenţiere determină  o relaţie între tensiunea de pecapacitatea joncţiunii şi curentul de colector

dt di R

dt dV 

dt 

dV 

dt 

dV 

dt 

di R

C C 

CB

CC CBC C 

=

⇒==− 0.

Dacă se înlocuieşte în prima ecuaţie a metodei sarcinii obţinem

dt 

diC  Ri

dt 

dii   C  BC C C 

F 

C 

F 

P

 B   ++= β  β 

τ  1

.

Prin aplicarea impulsului la intrarea tranzistorului, se obţine curentulde bază  1 B B   I i   =  şi ecuaţia de mai sus devine

 BC 

F 

 BC C 

F 

PC  iiC  Rdt 

di=++

 β  β 

τ  1)( ,

sau

( ) 1 BF C C 

 BC C F P  I idt 

diC  R   β  β τ    =++ .

Ecuaţia diferenţială fiind de ordinul I are soluţia

( ) ( ) )exp( τ 

t  I  I  I t i CI CF CF C    −−+= ,

unde

!1   BF C CF    I  I  I    β ==  0=iC  I   

 BC C F P  C  R β τ τ    +=   .

Curentul de colector are o variaţie exponenţială 

( )

 −=

−τ  β 

t 

 BF C    e I t i 11 .

Timpul în care curentul de colector ajunge la 90% din valoarea deregim permanent (valoarea finală) este

8/15/2019 3_CDE.pdf

14/21

  100

( ) BC C F Pon   C  Rt    β τ τ    +== 3,23,2 .Timpul în care curentul de colector ajunge valoarea de regimpermanent la comutarea în conducţie a tranzistorului este mai maredecât t C 1 fiind format din trei timpi (prezentaţi în figura 3.9) şi anume:

- timpul în care  Bi creste de la zero la 1 B I  , datorită  încărcări

capacităţi  BE C  , având expresia BE  B BE    C  Rt  3,2= ;

-  timpul în care începe să  crească  C i   , timp în care are locstabilirea profilului de concentraţie a purtătorilor

T 

P f 

t 3

1=   ,

depinzând de T  f    frecvenţa de tăiere a tranzistorului;

-  timpul t C 1 până ce curentul ajunge la valoarea finală.

În concluzie timpul de comutare din blocare în conducţie atranzistorului bipolar se determină cu relaţia

( )T 

 BE  B BC C F Pon f 

C  RC  Rt 3

13,23,2   +++=   β τ  ,

care poate fi aproximată cu

iB 

IB1

t

iC

IC1

t

tBE  tP  tC1

Fig. 3.9.

8/15/2019 3_CDE.pdf

15/21

  101

 BC C F on   C  Rt    β 3,2= .

Pentru scăderea timpului de comutare în conducţie se iau măsuri învederea scăderii capacităţii şi a rezistenţei din colectorul tranzistorului.

Comutarea în blocare a tranzistorului bipolar  (din regiuneaactivă în regiune de blocare)

Folosim montajul din figura 3.8, în condiţiile în care la momentulde timp iniţial în baza tranzistorului se află sursa negativă de tensiune.Pentru comutare se aplică pe bază sursa pozitivă.

Cele două surse determină curentul direct IB1 şi respectiv curentulinvers IB2, ca în figura 3.10, precum şi curenţii de colector

11   BF C    I  I    β = ,

2 BF CF    I  I    β −= .

Ecuaţiile metodei sarcinii, pentru condiţiile date, conduc la ecuaţiadiferenţială 

( ) 2 BF C C 

 BC C F P  I idt 

diC  R   β  β τ    −=++ ,

a cărei soluţie este

( )   ( )  τ  β  β 

t 

 B BF  BF t C    e I  I  I i−

++−= 212 ,

unde constanta de timp are expresia

( )C  BC F P   RC  β τ τ    += .

Timpul de comutaţie se obţine din condiţia ca valoarea curentului decolector al tranzistorului să scadă la 10% din valoarea iniţială 

( )   ⇒= 11,0   BF t C    I i Off   β   

( )C  BC F P B B

 B B

C  BC F Poff   RC 

 I  I 

 I  I  RC t    β τ  β τ    +≅

+

++= 3,2)

1,0ln()(

21

21 .

8/15/2019 3_CDE.pdf

16/21

  102

În condiţiile când IB2 este mic se foloseşte forma aproximativă atimpului de comutare a tranzistorului din conduc ţ ie în blocare 

( )C  BC F Poff    RC t    β τ    +≅ 3,2 .

Comutarea din saturaţie şi în saturaţie a tranzistoruluibipolar

 Zona activă de funcţionare a tranzistorului, în care curentul decolector creşte cu creşterea curentului de bază şi este valabilă relaţia

iC  -VCC VCB  RC

RB IB2  VCE 

IB1  VEB  iE 

iB IB1

t

-IB2

iC

IC1=βFIB1 

t

Fig. 3.10.

8/15/2019 3_CDE.pdf

17/21

  103

 BF C    ii   β = , este limitată de curentul de saturaţie al bazei i B<  I  BS , ca înfigura 3.11.

 Zona de satura ţ ie se obţine pentru curenţi de bază mai mari i B >  I  BS ,unde curentul de colector este constant I C = I CS .

Tranzistorul funcţionează  la satura ţ ie incipient ă  dacă  curentul decolector este constant I C =  I CS   şi curentul de bază este

F 

CS 

 BS 

 I  I 

 β = .

Sarcina în exces din bază, în condiţiile saturaţiei incipiente, se notează  Bincq  şi permite redefinirea curenţilor

===

===

CS 

F 

 Binc

C 

 BS P

 Binc

 B

 I const q

 I 

 I const 

q

 I 

τ 

τ  .

Dacă sursa din baza tranzistorului determină un curent în bază   BS  B   I  I    ≥1  ca în figura 3.12, spunem că  tranzistorul se găseşte în satura ţ ie

 profund ă .În condiţiile saturaţiei profunde se injectează  o sarcină  suplimentară 

S q   (sarcină  suplimentară  faţă de sarcina în exces injectată  la saturaţia

incipientă) al cărui timp de recombinare îl notăm cu   S τ  .

Comutarea tranzistorului din zona de saturaţie incipientă  înzona de saturaţie profundă 

Aplicăm metoda sarcinii, neglijând curentul de încărcare al capacităţii.Sarcina injectată este ( )S  Binc   qq   +  şi ecuaţiile corespunzătoare sunt

IC

ICS

IBS  IB

Fig. 3.11.

8/15/2019 3_CDE.pdf

18/21

  104

===

++=++=

const  I q

i

dt 

dqq I 

dt 

dqqqi

CS 

F 

 Binc

C 

S 

S 

S 

 BS 

S 

S 

S 

S 

 Binc

 B

τ 

τ τ τ .

Timpul tS  necesar pentru ca tranzistorul să  comute de la saturaţie

incipientă la saturaţie profundă se determină din ecuaţia

( ) BS  BS S S 

S   I  I q

dt 

dq−=+ 1τ τ  ,

unde sarcina suplimentară  qS  creşte de la zero la valoarea finală  (sescade din sarcina totală injectată la saturaţie profundă  1 BS  I τ  sarcina carea fost injectată până ce s-a obţinut saturaţia incipientă   BS S  I τ  )

( ) 00   =S q ,( ) BS  BS SF    I  I q   −= 1τ  ,

care conduc la relaţia de modificare a sarcinii suplimentare

( )   ( )  S 

t 

 BS  BS t S    e I  I q  τ τ 

−

−= 1 .

LaS 

t   avem ( )   S S SF t S    t qq S  τ 3,29,0   =⇒= .

iB

IB1

IBSt

iC

ICS

t

Fig. 3.12.

8/15/2019 3_CDE.pdf

19/21

  105

 S S 

t    τ 3,2=  

La comutarea tranzistorului din zona de blocare în zona desaturaţie profundă,  se vor aduna timpii corespunzători transferului

din zona de blocare în zona activă  t on până la saturaţie incipientă şi atimpului de transfer t S  de la saturaţie incipientă la saturaţie profundă 

[   ( )   ]S  BE  B BC C F PS onC  f 

C  RC  Rt t t    τ  β τ  3,23

13,23.2   ++++=+= .

La comutarea tranzistorului din zona de saturaţie profundă  înzona de blocare se utilizează o sursă care să comute curentul din bazatranzistorului de la I  B1 la - I  B2 , ca în figura 3.13.

Comutarea curentului din baza tranzistorului nu determină modificareacurentului de colector (acesta rămâne la valoarea de saturaţie  I CS )

decât după  evacuarea sarcinii suplimentare qS   (sarcină  stocată  înintervalul dintre saturaţia incipientă  şi saturaţia profundă) – evacuarecare are loc în timpul t S  .În continuare punctul de funcţionare traversează  zona activă  până  lablocarea tranzistorului. Curentul de colector scade, ca în figura 3.13,până la zero, în intervalul de timp t off .

iB 

IB1

IBSt

-IB2iC

ICS

t

tS  toff

Fig. 3.13.

8/15/2019 3_CDE.pdf

20/21

  106

Timpul de comutare din saturaţie incipientă  în blocare t off   este cu obună  aproximaţie egal cu timpul de comutare directă  din blocare însaturaţie incipientă t on.Timpul total de comutare din zona de saturaţie profundă  în zona deblocare este suma celor doi timpi

onS off S C    t t t t t    +≡+= .

Înlocuind expresiile celor doi timpi, anterior deduse, avem

S 

 B B

 B B

C  BC F PC    t  I  I 

 I  I  RC t  3,2)

1,0ln()(

21

21+

+

++=   β τ   

sau relaţia aproximativă 

( )  S  BC C F PC 

  t C  Rt  3,23,2   ++≡   β τ  .

 De re ţ inut- Timpul de comutare din regiune de blocare în regiunea activă 

prin aplicarea curentului I  B1 are expresia

( ) ( ) BC C F PT 

 BE  B BC C F Pon  C  R

 f C  RC  Rt    β τ  β τ    +≡+++= 3,2

3

13,23,2   ;

-  Timpul de comutare din regiunea activă  în regiune de blocare

prin comutarea curentului bazei de la I  B1 la – I  B2 este

( ) BC C F P B B

 B B

C  BC F Poff   C  R

 I  I 

 I  I  RC t    β τ  β τ    +≅

+

++= 3,2)

1,0ln()(

21

21   ;

-  Timpul de comutare din zona activă (din zona de saturaţieincipientă) în zona de saturaţie profundă este

S S t    τ 3,2=   .

8/15/2019 3_CDE.pdf

21/21

3.3. Comutarea tranzistorului cu efect de câmp

Comutarea tranzistorului cu efect de câmp este un proces caredepinde de sarcina acestuia. Cum, în cazul circuitelor digitale untranzistor cu efect de câmp comandă un alt tranzistor cu efect de câmp

(în cele mai multe cazuri) rezultă că sarcina etajului care comută esteformată din impedanţa de intrare a unui tranzistor cu efect de câmp.Tranzistorul cu efect de câmp prezintă  o impedanţă  de intrare

foarte mare, motiv pentru care ceea ce contează din punctul de vedereal comutaţiei, este capacitatea de la intrarea acestuia şi mai puţinrezistenţa de intrare.

Tranzistorul T 2 din schema 3.14 se află în una din stările „saturat”sau „blocat”, iar tranzistorul T 1  are rolul de rezistenţă  de sarcină  atranzistorului T 2 (notată  RS ).

Dacă  tensiunea de intrare V i  blochează  tranzistorul T 2 condensatorul C i  se încarcă prin  RS , cu o constantă de timp S i RC =τ   către valoarea sursei de alimentare V  DD , într-un timp t r   .

Descărcarea condensatorului are loc când T 2 se blochează, de cătresemnalul de intrare V i  . Condensatorul C i  se descarcă  prin  RT  (rezistenţa drenă – sursă a tranzistorului în conducţie) , cu o constantă de timp T i RC =τ   către zero , într-un timp t C   .

+VDD

Vi

Vo

T1

T2 Ci

Vi

VDD

Vrt 

t 

Vo

tC tr

a)  b)Fig. 3.14.