ЭК2 2011

РЫНОК6 «Синтез-Микроэлектроника» о кнутах и пряниках

российского рынка

РАЗРАБОТКА И КОНСТРУИРОВАНИЕ12 Назначение экранированных кабелей

МИКРОСХЕМЫ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ

15 Роберт Марчетти

Архитектуры распределенного электропитания

20 Пауль Кнаубер

Как правильно выбрать DC/DC-преобразователь

23 Дирк Герке и Джефф Шерман

POL-преобразователь: один на всех

27 Михаэль Вайрих

Обратноходовой преобразователь для светодиод-

ного освещения с регулировкой яркости на базе

триака

32 Ирина Ромадина

LDO-стабилизаторы напряжения ON Semi. Выбор и

применение

37 Джефф Перри

Выбор наилучшего DC/DC-преобразователя

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

42 Фрэнк Кэсел

Выбор топологии преобразователя

48 Слободан Кук

Безмостовой ККМ-преобразователь с КПД выше

98% и коэффициентом мощности 0,999. Часть 3жу

рнал

для р

азра

бот

чико

вЭ

ле

кт

ро

нн

ые

ко

мп

он

ен

тыРуководитель направления «Разработка электроники» и главный редактор Леонид Чанов; ответственный секретарь Марина Грачёва;

редакторы: Елизавета Воронина; Виктор Ежов; Екатерина Самкова; Владимир Фомичёв; Леонид Чанов; редакционная коллегия: Валерий Григорьев;Борис Рудяк; Владимир Фомичёв; Леонид Чанов; реклама: Антон Денисов; Ольга Дорофеева; Елена Живова; распространение и подпис-ка: Марина Панова, Василий Рябишников; вёрстка, дизайн: Александр Житник; Михаил Павлюк; директор издательства: Михаил Симаков

Адрес издательства: Москва,115114, ул. Дербеневская, д. 1, п/я 35тел.: (495) 741-7701; факс: (495) 741-7702; эл. почта: [email protected], www.elcp.ru

ПРЕДСТАВИТЕЛЬСТВА: Мир электроники (Самара): 443080, г. Самара, ул. Революционная, 70, литер 1; тел./факс: (846) 267-3139, 267-3140; е-mail: [email protected],www.eworld.ru. Радиоэлектроника: 620107, г. Екатеринбург, ул. Гражданская, д. 2, тел./факс: (343) 370-33-84, 370-21-69, 370-19-99; е-mail: [email protected], www.radioel.ru. ЭЛКОМ (Ижевск): г. Ижевск, ул. Ленина, 38, офис 16, тел./факс: (3412) 78-27-52, е-mail: [email protected], www.elcompany.ru.ЭЛКОТЕЛ (Новосибирск): г. Новосибирск, м/р-н Горский, 61; тел./факс: (3832) 51-56-99, 59-93-31; е-mail: [email protected], www.elcotel.ru.Издательство «Электроника инфо» (Минск): 220015, г. Минск, прз. Пушкина, 29 Б; тел./факс: +375 (17) 251-6735; е-mail: [email protected], electronica.nsys.by.IMRAD (Киев): 03113, г. Киев, ул. Шутова, д. 9, оф. 211; тел./факс: +380 (44) 495-2113, 495-2110, 495-2109; е-mail: [email protected], www.imrad.kiev.ua

Журнал включен в Реферативный журнал и Базы данных ВНИТИ. Сведения о журнале ежегодно публикуются в международной справочной системе по периодическим и продолжающимся изданиям «Ulrich’s Periodicals Directory». Ис поль зо ва ние ма те ри а лов воз мож но толь ко с со гла-сия ре дак ции. При пе ре пе чат ке ма те ри а лов ссыл ка на жур нал «Эле к трон ные ком по нен ты» обя за тель на. От вет ст вен ность за до сто вер ность ин фор ма ции в рек лам ных объ яв ле ни ях не сут рек ла мо да те ли.

Индекс для России и стран СНГ по каталогу агентства «Роспечать» — 47298, индекс для России и стран СНГ по объединенному каталогу «Пресса России. Российские и зарубежные газеты и журналы» — 39459. Свободная цена. Издание зарегистрировано в Комитете РФ по печати. ПИ №77-17143.

Подписано в печать 15.03.2011 г.Учредитель: ООО «ИД Электроника». Тираж 3000 экз.Изготовлено ООО «Стратим». 152919, г. Рыбинск, Ярославская обл., ул. Волочаевская, д. 13.

содержание

№2/2011

www. elcp.ru

4

СО

ДЕ

РЖ

АН

ИЕ

WWW.ELCOMDESIGN.RU

МУЛЬТИМЕДИА И ТЕЛЕКОМ

58 Владимир Цымбал, Сергей Гриневский,

Андрей Листопадов, Виталий Гришков, Анастасия Дуло

Серия интегральных микросхем видеопроцессоров

для ЖК-телевизоров

АНАЛОГОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

62 Брайан Блэк

Усилители датчиков тока для разных приложений

ДИСКРЕТНЫЕ СИЛОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

66 Джон Хэнкок

Ключевые моменты при выборе Super-Junction

MOSFET

73 Максим Соломатин

Силовые MOSFET: расширяем возможности

МИКРОКОНТРОЛЛЕРЫ И DSP

79 Владимир Егоров

Коммуникационные системы на кристалле

MARVELL

86 Алексис Элкотт

Применение 8-разрядных МК

88 Джозеф Ю

Переход с 8051-архитектуры на 32-разрядные про-

цессоры

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ СРЕДСТВА И СИСТЕМЫ94 Революционная платформа осциллографов

LeCroy 6 Zi

96 НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ НА РОССИЙСКОМ

РЫНКЕ

СО

ДЕ

РЖ

АН

ИЕ

5

Электронные компоненты №2 2011

contents # 2 / 2 0 1 1

E LEC TRO N I C COM PO N E NT S #2 2011

MARKET6 Stick and Carrot Policy for the Russian Market.

Interview with Syntez-Microelectronica

DESIGN AND DEVELOPMENT12 Understanding Shielded Cable

POWER ICs

15 Robert Marchetti

Power Distribution Architectures

20 Paul Knauber

Make the Right Designer Decisions in Choosing DC-DC

Converters

23 Dirk Gehrke and Jeff Sherman

Point-of-Load: One for All Power Solutions

27 Michael Weirich

Triac Dimmable Primary Side Regulated Flyback

32 Irina Romadina

Selecting LDO Voltage Regulators from ON Semi

37 Jeff Perry

Scoping Out the Best DC-DC Converter Design

POWER SUPPLIES

42 Frank Cathell

Power Supply Topology Selection – It’s Not Just About

Power

48 Slobodan Cuk

Modeling, Analysis and Design of Switching Converters

MULTIMEDIA AND TELECOM

58 Vladimir Tsymbal, Sergey Grinevsy, Andrey Listopadov,

Vitaly Grishkov and Anastasiya Dulo

Video Signal Processor IC Series for LCD TV

ANALOG

62 Brian Black

Current Sense Amplifi ers Evolve to Meet a Wide Range

of Application Needs

DISCRETE AND POWER COMPONENTS

66 Jon HANCOCK

Applications Key in Selecting Super-Junction MOSFETs

73 Maxim Solomatin

Power MOSFET Extend Capabilities

MCU AND DSP

79 Vladimir Egorov

Communication Systems Based on MARVELL’s Chip

86 Alexis Alcott

8-Bit Microcontrollers: Sophisticated Solutions for

Simple Applications

88 Joseph Yiu

Migrating from 8-, 16- to 32bit Microcontrollers

TEST AND MEASUREMENT94 Revolutionary Platform for LeCroy 6 Zi

Oscillographs

96 NEW COMPONENTS IN THE RUSSIAN

MARKET

6

РЫ

НО

К

WWW.ELCOMDESIGN.RU

С генеральным директором компании «Синтез-Микроэлектроника» Дмитрием Боднарем мы познакомились на нашей конференции «Силовая электроника». Тогда подумалось: «Ещё одна, скорее всего, безуспешная попытка стать посредником между российским разработчиком и зару-бежным производителем». И вот прошло два года, мир оправляется от кризиса, кажется, миновал он и в России. Из новичка на российском рынке «Синтез-Микроэлектроника» превратилась в лидера, доказав, что для успеха нужны не только миллиардные инвестиции, но и иные качества, прежде всего, профессионализм и желание работать. Этими качествами в полной мере наделен и Дмитрий Боднарь — анти-кризисный менеджер, кандидат технических наук, автор около 50 изобре-тений и патентов, разработчик десятков полупроводниковых приборов и микросхем. Конечно, один в поле не воин, и без квалифицированных сотрудников невозможна успешная деятельность компании, но, согласи-тесь, что и без лидера успех достигается нечасто.

«СИНТЕЗ-МИКРОЭЛЕКТРОНИКА» О КНУТАХ И ПРЯНИКАХ РОССИЙСКОГО РЫНКА

— Дмитрий Михайлович, с момен-

та нашей последней встречи прошло

два года. Расскажите, пожалуйста,

какие перемены произошли в компа-

нии.

— За это время изменился статус нашей компании. Хотя кризис — не самое подходящее время для разви-тия, однако мы, как и планировали, не потерялись в бизнесе микроэлек-троники. Мы расширили клиентскую базу среди российских и зарубежных предприятий. Наши технологические возможности возросли за счёт проект-ных норм 65 нм и нового направления СВЧ GaAs-, GaN-интегральных микро-схем (ИС) с проектными нормами до 0,15 мкм.

В 2010 г. мы увеличили оборот на 60% в сравнении с 2009 г. Средний обо-рот на одного работающего в 2010 г. составил около 5 млн. руб. В 2011 г. мы планируем улучшить эти показатели на 30%.

Мы включились в новое направле-ние 3D-сборки. В технологии проекти-рования и изготовления чипов в России уже используются возможности субми-кронных процессов, однако в области 3D-сборок специалисты только при-сматриваются к большому потенциалу этой технологии. И в то время как за рубежом развивается уже третья гене-рация 3D-сборок, в России нет ни одно-го даже опытного производства. Сейчас мы ведём переговоры с зарубежны-ми компаниями о поставке в Россию линии 3D-сборок. Но вместе с тем мы оказываем услуги по размещению раз-работки и созданию прототипов 3D ИС за рубежом.

В области материалов для микро-электроники мы организовали раз-работку и производство трёх новых многовыводных металлокерамических корпусов.

Для расширения наших возмож-ностей мы заключили дистрибьютор-ское соглашение с HSRI — одним из ведущих полупроводниковых научно-исследовательских институтов в КНР. Теперь у нас есть возможность пред-лагать российским клиентам широкий выбор корпусов, СВЧ ИС и модулей, оптоэлектроники, датчиков MEMS раз-личных типов, разработанных и изго-товленных HSRI.

Наша компания осуществляет экс-портные поставки СВЧ-транзисторов в США, причём несколько новых типов СВЧ-транзисторов разработаны и экс-портируются специально по заказу американских клиентов.

В области транспортной логисти-ки с помощью российских и зару-бежных перевозчиков мы оптимизи-ровали маршруты доставки товара из-за рубежа, позволившие снизить издержки. При этом мы используем только легальные способы доставки. А ведь любой, кто работал в сфере импортно-экспортной деятельности в России, знает, как сложно соот-ветствовать постоянно меняющим-ся российским правилам валютных, таможенных, технических ограниче-ний…

— Каковы основные направления

деятельности компании? Можно ли

назвать «Синтез-Микроэлектронику»

фаблесс-компанией?

— В числе основных направлений деятельности компании нужно назвать:

– проектирование ИС и полупрово-дниковых приборов;

– услуги зарубежных кремниевых фабрик для технологий Bipolar, CMOS, BiCMOS, BCD с проектным нормами до 65 нм;

– услуги зарубежных фабрик RF MMIC GaAs, GaN (до 80 ГГц) с проектны-ми нормами до 0,15 мкм;

– услуги зарубежной сборки ИС и полупроводниковых приборов для всех типов корпусов;

– поставка импортных материалов, комплектующих, оборудования для предприятий микроэлектроники;

– экспорт конкурентоспособных продуктов микроэлектроники.

Я бы сказал, что мы предлагаем ком-плексные услуги «5 в 1» для микро-электроники. Поэтому нельзя назвать нашу компанию фаблесс-компанией в чистом виде.

— Как нам кажется, «Синтез-

Микроэлектроника» — уникальная

компания на российском рынке, или

всё-таки у неё есть конкуренты? Даже

на мировом рынке не сразу вспом-

нишь, кто ещё предлагает подобный

спектр услуг. Может быть, Вы назовё-

те примеры?

— По совокупности направлений деятельности среди российских и зарубежных компаний аналогичной нашей, действительно, нет. По некото-рым позициям нам близок «Миландр», с которым у нас хорошие контакты. Мы стараемся работать в слабо освоен-ных областях и под конкретные задачи

РЫ

НО

К

7


клиентов. Мы не конкурируем с круп-ными дистрибьюторами электронных компонентов, поскольку работаем в области трудных позиций: с продук-цией экстремального и радиацион-ностойкого исполнения или снятой с производства.

В области поставки оборудова-ния с компаниями «Совтест АТЕ» или «Предприятие Остек» мы тоже не кон-курируем, т.к. работаем с бывшим в употреблении импортным оборудо-ванием, которое необходимо адапти-ровать к новым требованиям. Попутно могут решаться и другие комплексные проблемы. Допустим, одновременно с поставкой оборудования необходимо разработать корпус ИС или совмести-мое с ним контактирующее устройство. В этих вопросах мы мобильны и готовы быстро разобраться в возникших про-блемах. Это не значит, что наша компа-ния — уникальна и неповторима, но мы стараемся двигаться в фарватере реалий российской микроэлектроники и решать конкретные проблемы клиентов.

— Вы занимаетесь и производ-

ством, и разработкой, и дистрибуци-

ей компонентов. Насколько незави-

симы эти виды деятельности? Есть ли

приоритетные направления, или всем

уделяется одинаковое внимание?

— Сегодня у нас два приоритета деятельности: услуги wafer foundry и сборки, поскольку именно в этих обла-стях Россия очень отстаёт от мирового уровня. Именно в этих областях у нас имеется сеть зарубежных контактов. Но ситуация в микроэлектронике может меняться, и вместе с ней готовы изме-ниться и мы.

В последние полгода мы уси-лили работу по направлению СВЧ-электроники, где Россия конкуренто-способна в некоторых типах продуктов. Повторюсь, что мы пытаемся улучшить технологические возможности наших предприятий за счёт применения новых субмикронных технологий GaAs, GaN.

— Расскажите, пожалуйста, о

новых продуктах компании.

— В прошлом году совместно с неко-торыми нашими партнерами мы начали выводить на российский и экспортный рынки четыре новых типа СВЧ MOSFET и микросхемы маломощных линей-ных регуляторов напряжения и DC/DC-преобразователей. Причем, микро-схемы будут изготавливаться на основе международной кооперации: изготов-ление чипов на европейской фабрике, а сборка в современные корпуса — в Юго-Восточной Азии. Основная область применения — портативная аппара-тура с низким энергопотреблением. В 2011 г. планируется проект с одним из наших партнеров по созданию двух-

чиповой микросхемы по технологии сборки 3D Stack Die.

— Насколько трудоёмок процесс

работы с зарубежными кремниевыми

фаундри-производителями? Кто раз-

рабатывает конструкторскую и тех-

нологическую документацию? Если

можно, приведите примеры реализо-

ванных проектов.

— Финансовый кризис способ-ствовал ускорению тенденции, кото-рая началась 5—6 лет назад. Тогда многие компании начали сворачивать собственное производство чипов и размещать его на специализирован-ных кремниевых фабриках. Учитывая резко возросшую стоимость кремние-вых фабрик для обработки пластин диаметром 12 дюймов с проектны-ми нормами менее 32…65 нм, очень немногие компании (Intel, Samsung) подтвердили, что они продолжают развивать собственное производство чипов такой сложности. Большинство производителей ориентируется на специализированные фабрики (TSMC, UМС и т.д.), которые способны финансово и технически поддержи-вать текущее и перспективное про-изводство чипов. По мере снижения проектных норм эта тенденция будет усиливаться, особенно для микро-схем памяти и микроконтроллеров. Однако это вовсе не означает, что дру-гие кремниевые фабрики останутся без работы. Еще многие десятилетия будет востребованным производство чипов с проектными нормами до и более 1 мкм в тех отраслях промыш-ленности, где эти нормы не являются определяющими (бытовая техника, промышленная электроника и др.). Мировое разделение труда по сегмен-там «разработка», «производство кри-сталлов», «сборка» сохраняется. Если наша микроэлектроника не умрёт, то она тоже будет развиваться по этому сценарию. А, значит, потребность в наших услугах будет увеличиваться. Мы и сейчас это ощущаем, особенно в сложных 90-нм CMOS, BCD- и GaAs-технологиях.

Серьёзное преимущество такой работы в том, что разработчику про-дукта не требуется создавать техно-логию изготовления чипов и сборки. Она подробно и профессионально подготовлена специализированными компаниями. Нам необходимо только грамотно воспользоваться их мате-риалами и разработать документацию на законченное изделие. Если проек-тирование выполнено корректно, то весь цикл от начала разработки слож-ного продукта до завершения сбор-ки потребует 4—5 мес. Ранее на это требовалось 15—18 мес. Работать с зарубежными фабриками непросто,

особенно с европейскими и американ-скими, но они ценят профессионализм и ответственность. Приходится соот-ветствовать.

Сейчас мы взаимодействуем с круп-ными, средними и небольшими пред-приятиями полупроводниковой, радио-электронной, автомобильной отраслей, работаем с дизайн-центрами. Большие надежды мы связываем с инвестици-онным проектом по организации сбо-рочного производства интегральных микросхем в Воронеже, над которым работаем совместно с нашим амери-канским партнером. Сейчас мы ведем переговоры в этом направлении, но говорить об этом подробно пока преж-девременно.

— Расскажите, пожалуйста, о дис-

трибьюторской деятельности «Син-

тез-Микроэлектроники». Ком по ненты

каких компаний вы поставляете?

Почему выбраны именно эти компа-

нии?

— В настоящее время мы являемся официальным дистрибьютором только одной компании, о которой я уже гово-рил, это китайская HSRI. И выбрали мы её неслучайно. Компания произ-водит очень широкую группу продук-ции: СВЧ ИС, транзисторы и модули, MEMS, оптоэлектронные продукты, металлокерамические корпуса для ИС, транзисторов, оптоэлектроники и т.д. Наша главная цель — не расширение дистрибьюторской сети зарубежных производителей, а расширение рос-сийской клиентской базы и комплекс-ное обслуживание клиентов. Именно поэтому нам порой приходится решать задачи, которыми изначально мы не планировали заниматься. Когда один из клиентов обратился к нам за помо-щью по закупке зарубежных электрон-ных компонентов, производство кото-рых было прекращено несколько лет назад, мы «просканировали» склад-ские запасы Европы, Америки, Азии и нашли то, что требовалось, чтобы про-изводство нашего заказчика не остано-вилось. Это сразу отразилось на росте доверия к нам, т.к. другие российские поставщики не смогли помочь клиен-ту или назвали очень высокие цены. Поэтому наша сфера в дистрибуции и поставке — это «трудные» компоненты и комплексные продукты.

— Ваше знание российского рынка

микроэлектроники позволяет Вам

оценить его объём, охарактеризовать

наиболее значимые сегменты рынка.

— Начавшееся после 1998 г. медлен-ное восстановление российского рынка микроэлектроники серьезно затронуло только один сегмент продукции — ИС и электронные компоненты специаль-ного применения. Частичное восста-

8

РЫ

НО

К

WWW.ELCOMDESIGN.RU

новление государственного оборонно-го заказа и экспортные контракты по вооружению позволили многим рос-сийским предприятиям встать с колен. К сожалению, многие предприятия вме-сто создания новых продуктов стали улучшать свои финансовые показатели за счёт роста цен на старые продукты. Однако главными системными пробле-мами российского рынка микроэлек-троники являются отсутствие роста и потребности в отечественных микро-схемах, особенно в сферах бытовой и промышленной электроники, и его монополизация.

К сожалению, за последние 20 лет российское правительство не смогло сформировать спрос на отечественную микроэлектронику (как это сделал тот же Китай) и привлечь в страну не столь-ко деньги, сколько новые технологии и рынки сбыта. Без них инвестиции, измеряемые в миллиардах долларов, являются мёртвым или спекулятивным капиталом. В качестве примера, под-тверждающего неспособность решать вопросы формирования рынка, можно привести ситуацию с локализацией производства комплектующих для сборки зарубежных автомобилей. В России появилось много сборочных автопроизводств, однако я не слышал об организации локализованного про-изводства электронных компонентов и блоков для них. Локализация производ-ства осталась декларацией, и финан-совый кризис не может быть оправда-нием.

Что касается второй проблемы, то она является советским наследием и производной от проблемы первой. Но решать её необходимо. В противном случае даже заградительные ввозные таможенные пошлины не спасут боль-шинство микроэлектронных предпри-ятий.

Частичным примером решения вопросов формирования рынка и модернизации предприятий являет-ся частно-государственное партнёр-ство. Такая схема проходит провер-ку на зеленоградском «Микроне». Однако спрос на новую продукцию «Микрона» развивается настолько медленно, что у «Микрона» неиз-бежно возникнет проблема загрузки производственных мощностей. Даже при том, что акционеры компании прилагают большие усилия для фор-мирования внутреннего рынка своей новой продукции в банковской, ком-муникационной, транспортной сфе-рах. А что делать более мелким пред-приятиям, у которых нет крупного и авторитетного акционера? В здоро-вой рыночной системе государство должно создавать правила игры для развития рынка, тогда частный капи-тал сам будет искать сферу приложе-

ния, а предприятия не будут во всём полагаться на государство.

До финансового кризиса одним из наиболее стабильных на рынке микро-электроники был сегмент электронных компонентов для российской авто-электроники. Кризис сместил акцент на применение электронных компо-нентов автоэлектроники для вторич-ного ремонтного рынка. Пожалуй, сек-тор автоэлектроники может остаться наиболее подготовленным и востре-бованным на рынке, при условии лока-лизации производства в России ком-плектующих для иномарок.

— Каким Вы видите взаимодей-

ствие российских контрактных про-

изводителей и дистрибьюторов с гло-

бальными компаниями?

— Дистрибьюторы уже давно рабо-тают в условиях глобализации рынка, и сегодня в Россию могут осуществляться поставки любых (за исключением требу-ющих экспортных лицензий) компонен-тов. Нельзя сказать того же о контракт-ных производителях. Большинство из них использует «отвёрточную» техно-логию. И с момента появления в 90-х гг. первых контрактных производств бытовой техники мало что изменилось. Локализации производства не произо-шло. Этого не хотят ни зарубежные, ни российские компании. И в этом главная проблема. Решать её необхо-димо системно, методом «пряника и кнута», именно с таким приоритетом. Экономические стимулы должны быть «пряником», а обязательства по локали-зации — «кнутом».

— Как Вы считаете, была ли польза

от кризиса для российских компаний?

Как ваша компания пережила кри-

зис?

— Экономический кризис можно сравнить с вирусом гриппа. Он воз-действует на все организмы — креп-кие, ослабленные, детские. Крепкий организм позволяет перенести вирус даже без прекращения трудовой дея-тельности, а вот детский организм тре-бует всех мер защиты и максимально уязвим. Кризис, как и вирус гриппа, не опасен только для изолированного малообитаемого острова, например, для Северной Кореи.

Для российской электроники, как для детского организма, кризис опасен тем, что мы перестаем учиться, списы-вая всё на общемировые проблемы. Кроме того, мы неадекватно оцениваем возможности собственного организма. Помните громкие заявления в разгар кризиса высокопоставленных руково-дителей нашей страны о «тихом рос-сийском оазисе» в условиях мировой бури и о рубле как альтернативе амери-канскому доллару?

Ещё кризис, к сожалению, отменя-ет планы тех зарубежных инвесторов, которые имели намерения в России. Проблемы во время кризиса возникли даже у Китая, переориентировавшего свои программы на увеличение внутрен-него спроса. Конечно, кризис отразился и на нашей компании. Мы отменили два проекта в области автоэлектроники, но, правда, расширили свою деятельность в других направлениях.

— Какой смысл Вы вкладываете

в понятие «российский производи-

тель»?

— Для меня понятие «российский производитель» имеет чёткий количе-ственный экономический, а не полити-ческий критерий. Если доля российско-го производителя товара составляет 50% или более от себестоимости (вклю-чая материалы и услуги), то его с пол-ным правом можно назвать российским производителем. Кроме того, он дол-жен быть зарегистрирован в России и платить здесь налоги. Возможно, в области микроэлектроники с учётом этой шкалы только «Микрон», с неко-торыми условностями, можно назвать российским производителем.

— Как Вы считаете, эффективны ли

меры государства по развитию рос-

сийского рынка электроники?

— В качестве главного упрёка госу-дарству можно высказать претензию об отсутствии эффективных мер формиро-вания рынка высокотехнологических продуктов. В отличие от рынка продо-вольствия, который возникает помимо воли государства в силу физиологи-ческих особенностей человека, рынок hi-tech не может возникнуть стихийно по воле одной, даже очень крупной компании. Формирование рынка тре-бует длительной, системной работы. Китай формировал этот рынок по эта-пам: отверточная сборка, производство блоков из зарубежных электронных компонентов, сборка электронных ком-понентов по зарубежным технологиям, производство чипов по зарубежным технологиям, собственные разработ-ки изделий микроэлектроники. Все эти этапы Китай прошел за 15—20 лет. Россия в это же время «застряла» на начальном этапе. Только, в отличие от России, в начале этого пути микроэлек-троники в Китае не было. В последние 6 лет я часто бывал в Китае и наблюдал эволюцию микроэлектроники в этой стране. Параллельное развитие за счёт частного капитала и государственных программ позволит Китаю к 2015 г. иметь 30—33% мирового полупровод-никового производства. К сожалению, российский крупный частный бизнес даже не пытается преодолеть синдром «быстрого обогащения» и предпочи-

10

РЫ

НО

К

WWW.ELCOMDESIGN.RU

тает вкладывать деньги в высоколик-видные спекулятивные товары (сырьё, недвижимость и др.) И вряд ли, учиты-вая сырьевую направленность нашей экономики, ситуация в ближайшие годы изменится.

Во всем мире, начиная с создания первого планарного транзистора, микроэлектроника является нериско-ванным и прибыльным бизнесом. Но только не в России. Нельзя постро-ить рыночную экономику в одном Сколково, если Сколково не будет муль-типлицировано по всей России. А вот в том, что это будет выполнено, есть сомнения. Пока механизм такого рас-пространения не просматривается.

В числе нерешённых остается зада-ча создания благоприятного инвести-ционного климата. Тогда, возможно, как и Китаю, нам пришлось бы сдерживать приток инвестиций для предотвраще-ния побочных явлений, а не радовать-ся, что приток капитала превышает его отток из России.

К сожалению, пока в российской микроэлектронике не получается системного партнерства частного бизнеса и государства. Причём, по обоюдной вине. Но это уже проблема всего российского hi-tech и промыш-ленности, а не только микроэлектро-ники. Нашей промышленности не хватает не денежных инвестиций, а рынков сбыта и новых технологий. В Китае в начале пути главной движу-щей силой являлись частные (зару-бежные и китайские) инвесторы и государство. В нашей микроэлектро-нике нет ни того, ни другого. И это главная проблема не только государ-ства, но и бизнеса.

— Как в вашей компании решают-

ся кадровые проблемы? Если такая

проблема вообще есть?

— Такая проблема очень характер-на для нашей страны. И я бы выделил в ней две составляющие: проблема ква-лификации и проблема ответственно-

сти кадров. Первому можно научить в учебном заведении и в компании. А для решения второй проблемы необходима общая благоприятная среда. Создание микросреды в рамках компании — это задача руководителя компании. А вот создание общей макросреды для веде-ния бизнеса в стране — это пока нере-шенная проблема.

В нашей компании мы стараемся учить сотрудников и тому, и другому. Вместе с ними постоянно учусь и я сам. Когда-то на Тайване один из президен-тов компании на мой вопрос о методах выбора кадров ответил, что для него и его кадровой службы главным является здоровый блеск в глазах соискателя. Если этот блеск есть, то остальному кандидата научат. Вот мы и стараемся найти этот блеск в глазах и научить тому, что умеем сами.

Материал подготовили Леонид Ча-нов и Елизавета Воронина

СОБЫТИЯ РЫНКА

| DEDF-2011: РОССИЙСКИМ РАЗРАБОТЧИКАМ ПОРА ВЫХОДИТЬ НА ВНЕШНИЕ РЫНКИ | 3 марта 2011 г. в Москве про-

шел ежегодный форум разработчиков цифровой электроники DEDF-2011. Организаторы DEDF-2011: инновационная

компания Promwad — контрактный разработчик электроники и компания MT System — официальный российский

дистрибьютор электронных компонентов. Ключевая тема форума — «Практика применения систем на кристалле в

мультимедийной и портативной электронике».

Форум разработчиков цифровой электроники (DEDF) — это цикл ежегодных практических конференций. В этом

году участники конференции: инженеры-разработчики, технические специалисты, руководители отделов разра-

ботки, технические директора дизайн-центров обсуждали общие вопросы разработки электроники, в частности,

новые подходы и методы проектирования мультимедийной электроники. На конференции были представлены

новые разработки российских специалистов — устройства и встраиваемые системы на чипах Samsung, Texas

Instruments и других компаний, а также опыт применения ОС Linux, Android и WinCE на базе СнК для мультимедий-

ной электроники.

В пленарной части форума выступили бренд-менеджер компании MT System Сергей Щедрин, директор ком-

пании Promwad Роман Пахолков, президент компании Tancher Антон Тюрин, главный редактор медиагруппы

«Электроника» Леонид Чанов. Докладчики познакомили участников с деятельностью своих компаний и высказали

свои мнения о развитии российской электроники.

После перерыва форум продолжил работу в двух секциях, где рассматривались практические аспекты раз-

работки. Инженер по применению компании Avnet-Memec — Сергей Заболотский рассказал о применении

мобильных процессоров ARMADA-xxx и Kirkwod и продемонстрировал отладочные платы микроконтроллеров с

мониторингом энергопотребления в режиме реального времени. Иван Кутень, руководитель отдела R&D компа-

нии Promwad, познакомил участников форума с особенностями применения мобильного процессора S3C6410 от

Samsung. Сергей Миронов, инженер-программист НТЦ «Модуль», рассказал о создании программного обеспече-

ния СНК декодера цифрового телевизионного сигнала стандартной и высокой четкости (СБИС К1879ХБ1Я). Виктор

Полстюк, программист компании Promwad, сделал доклад о применении системы ГЛОНАСС для синхронизации

времени. Представитель компании Texas Instruments Дмитрий Яблоков рассказал об особенностях организации

питания для систем на кристалле на базе Cortex-A8, DSP, ARM11 и ARM9. Антон Жуковский, программист компании

Promwad, рассказал о возможностях мультимедийной периферии процессора S3C6410 от Samsung. Координатор

по собственной продукции компании «Терраэлектроника» — Владимир Бродин представил многоцелевые модули

компании «Терраэлектроника» на базе микроконтроллеров STM32 F1/F2, предназначенные для решения задач

мультимедийного управления и отображения графики.

Форум позволил разработчикам цифровой электроники обсудить актуальные вопросы управления процессом

разработки и ведения бизнеса, обменяться ценным опытом в решении инженерных задач. Пример многих компа-

ний показывает, что российским разработчикам вполне по силам самостоятельно выходить со своими идеями на

внешний рынок и добиваться там успеха.

www.elcomdesign.ru

11


НО

ВО

СТ

И


| ПЕРВЫЕ ПРОДАЖИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ ПОЗВОЛЯЮТ УЛУЧШИТЬ ПРОГНОЗ НА 2011 г. | К такому выводу пришли ана-

литики IC Insights на основе статистических данных группы World Semiconductor Trade Statistics (WSTS) о продажах полу-

проводников в январе текущего года. Прежде агентство IC Insights прогнозировало рост полупроводниковой отрасли

до 10%. Однако в январе объем продаж микросхем достиг 21,4 млрд долл. — на 16% больше, чем в январе 2010 г. и лишь

на 4,5% меньше декабрьского показателя. Такая рекордно малая разница не наблюдалась с 1990 г., сообщает IC Insights.

Основываясь на январском показателе продаж полупроводников и учитывая средние темпы роста отрасли в феврале и

марте за период 1999—2010 гг. (3 и 28%, соответственно), аналитики IC Insights рассчитали, что объем рынка в I кв. текущего

года составит 71,6 млрд долл., что на 14% выше того же показателя 2010 г. Более того, объем рынка может достичь рекор-

дно высокого значения за последние 27 лет. Даже если за основу расчетов брать наименьшие относительные изменения

объемов продаж в феврале и марте с 1999 г. (7% в феврале 2007 г. и 19% — в марте 2005 г.), темпы роста рынка в I кв. составят

3% относительно IV кв. 2010 г.

«Вполне возможно, что на фоне снижения уровня безработицы, а также роста производственных заказов в США и

высокого показателя объемов закупок рынок полупроводников ожидает хороший рост», — делает вывод IC Insights.

Однако аналитики агентства предупреждают, что на состоянии этого рынка может негативно отразиться один плохо

просчитываемый фактор — цены на нефть, которые подскочили в результате последних событий на Ближнем Востоке.

Если цена за баррель нефти сохранится на уровне 100 долл. или менее, рынок полупроводников вырастет, по крайней

мере, на 10% в 2011 г. Если же эта цена надолго превысит значение в 100 долл., восстановление мировой экономики

будет идти гораздо медленнее.

www.elcomdesign.ru

| КАПИТАЛЬНЫЕ РАСХОДЫ В 2011 Г. СТАНУТ РЕКОРДНО ВЫСОКИМИ | По оценкам SEMI (Semiconductor Equipment and

Materials International), капитальные расходы компаний всего мира вырастут на 22%. В то же время расходы на оборудова-

ние в 2011 г. увеличатся до 28%. Такие выводы SEMI сделала после анализа планов капитальных расходов foundry-компаний

и поставщиков памяти. По мнению аналитиков SEMI, совокупные расходы на фабрики могут составить 47,2 млрд долл. в

текущем году, превысив прогнозируемые 38,6 млрд долл. и рекордное значение в 2007 г., составившее 46,4 млрд долл.

По данным SEMI, в 2011 г. капитальные расходы некоторых компаний достигнут исторических максимумов. Например,

TSMC планирует увеличить капитальные затраты до 7,8 млрд долл. в 2011 г. (5,9 млрд долл. в 2010 г.), Intel — до 9 млрд

долл. (5,2 млрд долл. в 2010 г.), а GlobalFoundries — до 5,4 млрд долл. (2,7 млрд долл. в 2010 г.). Эти компании осознают

угрозу затоваривания рынка и потому большую часть расходов направляют на модернизацию существующего произ-

водственного оборудования.

По данным SEMI, ежегодный прирост мощностей за предкризисный период 2004–2007 гг. составлял 14–23%. В 2011 г.

темпы роста замедлятся и не превысят 9%, а в 2012 г. составят 7%, исключая рынок дискретных устройств. Темпы роста

в 2013 и 2014 гг. также будут невысокими — около 7%.

В 2010 г. началось строительство 34 фабрик, большая часть которых будет заниматься производством светодиодов.

Только семь заводов будут запущены с высокой вероятностью, четыре из которых, возможно, начнут работать в 2012 г.

О планах строительства фабрики стоимостью 5 млрд долл. по выпуску 300-мм пластин сообщила Intel. Ожидается, что

ее сооружение завершится в 2013 г.

www.elcomdesign.ru

| ПОДПИСАНО СОГЛАШЕНИЕ О ДОРОЖНОЙ КАРТЕ «ИСПОЛЬЗОВАНИЕ НАНОТЕХНОЛОГИЙ В ПРОИЗВОДСТВЕ СВЕТО-

ДИОДОВ» | РОСНАНО и «Некоммерческое партнерство производителей светодиодов и систем на их основе» (НП ПСС)

подписали соглашение о совместной реализации и мониторинге дорожной карты — «Использование нанотехнологий в

производстве светодиодов».

Дорожная карта, в подготовке которой наряду с ГУ ВШЭ приняли участие ведущие российские специалисты по

светодиодным технологиям, содержит описание различных типов светоизлучающих устройств и сравнение их рыноч-

ных перспектив с тенденциями современного развития светодиодной отрасли. Карта представляет собой основу

для создания национальной программы развития светодиодных технологий. В документе указаны перспективные

направления развития производства светодиодов и необходимые меры поддержки, в числе которых — создание и

развитие необходимой инфраструктуры, совершенствование нормативной базы. Совместными усилиями РОСНАНО,

НП ПСС, научного и технологического сообщества необходимо актуализировать и откорректировать разработанный

документ. Первым мероприятием в рамках подписанного соглашения станет круглый стол «Производство светодиодов

в России — дорожная карта», который пройдёт 20 апреля на площадке выставки LEDTechExpo-2011. К участию в работе

круглого стола приглашаются все заинтересованные стороны.

НП ПСС учреждено при поддержке Правительства РФ, ГК «Роснано» и ГК «Ростехнологии» в конце 2010 г. с целью кон-

солидации российских производителей светодиодов, светодиодных материалов и комплектующих, светодиодной

светотехники и обеспечивающих ее систем, а также проектных, учебных и научных организаций, осуществляющих

деятельность в сфере светодиодной индустрии и смежных с ней областях. В настоящее время Партнерство ведет

прием новых членов и ставит задачу активного формирования совместно со всеми заинтересованными предприятия-

ми, профильными организациями и органами власти, рынка светодиодной продукции, обеспечивающего развитие све-

тодиодной индустрии России.

www.lightingmedia.ru

12

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Промышленные объекты, например производственные помещения, обычно отличаются электрически зашум-ленными условиями работы. Электрические шумы в виде наводок по цепям питания и помех от паразитных излу-чений, относящиеся к электромагнитным помехам (EMI), могут серьезно нарушить работу всего оборудования. Изоляционное покрытие механически защищает кабель от сколов и износа, а также от сырости и пролитой жидкости. Однако такое покрытие прозрачно для электромагнитных излучений и поэтому не обеспечивает от них защиту. Для борьбы с электромагнитными шумами необходимо экра-нирование.

Кабели могут быть как основным источником, так и приемником электромагнитных помех. Как источник кабель либо передает шумы на другое оборудование, либо действует как антенна, излучающая помехи. Как приемник кабель улавливает электромагнитные помехи, излучаемые другими источниками. Экранирование помогает в обоих случаях.

В таблице 1 даны общие принципы классификации уровня шума на площадях, подвергающихся его воздей-ствию. Следует отметить, что в случаях переключения мощной нагрузки, эксплуатации индукционных нагрева-телей и больших трансформаторов возникают большие помехи в результате наводок по цепям питания или от паразитных излучений.

Размещение сигнальных линий рядом с силовыми кабелями может также стать причиной появления сетевых наводок в сигнальных цепях.

Основным способом борьбы с электромагнитными помехами в кабелях является экранирование (см. рис. 1). Экран окружает внутренний сигнальный или силовой проводник, воздействуя на электромагнитные помехи двумя способами. Во-первых, экран отражает излучение. Во-вторых, он улавливает шумы и перенаправляет их на земляную шину. Всегда часть паразитной энергии прохо-дит через экран, но она настолько невелика, что не приво-дит к существенным наводкам.

Кабели обеспечивают разную степень экранирования и уровень эффективности защиты. Требуемая степень экра-нирования зависит от нескольких факторов: электрическо-го окружения, в котором используется кабель, стоимости кабеля, а также от таких характеристик как диаметр кабе-ля, его вес и гибкость.

Неэкранированный кабель в промышленном обору-довании, как правило, проходит внутри металлических шкафов или металлических труб, защищающих от внешних электромагнитных излучений.

Существуют два типа экранирования кабелей: оплетка и покрытие из фольги.

Для изготовления фольгированного экрана применяет-ся тонкий слой алюминия, крепящийся на основу, напри-мер из полиэстера, для придания прочности и износоу-стойчивости. Такой экран обеспечивает 100-% покрытие проводников. Однако он очень тонкий, что затрудняет

Назначение экранированных кабелейработу с ним, особенно когда используются разъемы. Обычно вместо заземления всего экрана применяется отводящий провод для соединения конца экрана с землей.

Оплетка представляет собой сетку из оголенной или луженой медной проволоки. Оплетка обеспечивает низ-коомное заземление и легче крепится к разъему методом обжатия или пайки. Тем не менее экран из оплетки не обеспечивает 100-% покрытия, оставляя в нем небольшие зазоры. В зависимости от плотности оплетка обеспечивает 70…95% покрытия. Для стационарного кабеля, как прави-ло, бывает достаточно 70-% покрытия. На практике трудно заметить увеличение эффективности экранирования при использовании оплетки с более высоким процентом покрытия. Поскольку медь имеет более высокую электро-проводность, чем алюминий, а оплетка лучше защищает от наводок по цепям питания, медная оплетка более эффек-тивна как экран. Однако при этом увеличиваются размеры и стоимость кабеля.

В очень зашумленных окружающих условиях часто используются многослойные экраны. Наиболее распро-страненной комбинацией является экран из фольги и оплетки. В многожильных кабелях отдельные пары про-водов иногда экранируются фольгой для защиты от пере-крестных наводок между соседними парами, в то время как весь кабель экранируется либо фольгой, либо оплет-кой, либо их комбинацией. Кабели могут использовать два слоя или фольги, или оплетки.

Метод экранирования SupraShield, предложенный компанией Alpha Wire, объединяет в защитном покрытии кабеля как фольгированные, так и оплеточные экраны (см. рис. 2). Каждый из экранов поддерживает другой, что позволяет преодолеть прочностные ограничения каждо-го из них. Такой подход позволяет добиться наибольшей эффективности экранирования по сравнению с исполь-зованием каждого из экранов по отдельности (см. рис. 3). Улучшение эксплуатационных характеристик кабелей SupraShield достигается за счет применения уникаль-ной трехслойной фольгированной ленты из алюминия-полиэстера-алюминия. Такая лента повышает эффектив-ность экранирования за счет уменьшения сопротивления

Таблица 1. Принципы классификации уровня шумов

Уровень шума Источник шума Типичное расположение

Высокий

Электролитические процессы, мощные двигатели, генераторы, трансформаторы, индукцион-

ные нагреватели, релейные блоки управления, силовые линии и провода цепи управления,

расположенные в непосредственной близости

Большие производства, такие как сталепрокатные

и литейные цеха

Средний Провода, расположенные рядом с двигателями среднего размера, релейные блоки управления Средние промышленные производства

Низкий

Провода, расположенные на сравнительно большом расстоянии от силовых линий; двигатели

менее 5 л.с.; в отсутствие в ближайшем окружении индукционных нагревателей, электриче-

ских разрядов и силовых реле

Склады, лаборатории, офисы и осветительные

установки

Рис. 1. Экран отражает часть излучения, передает часть энергии в землю и пропускает незначительную долю энергии

14

WWW.ELCOMDESIGN.RU

экрана и отводящего провода, облегчающего быстрое и надежное заземление.

На практике назначение экрана заключается в пере-даче любых наведенных помех на землю. Важность экра-нирования нельзя недооценивать, а непонимание этого вопроса может привести к использованию неэффективных экранов. Экран кабеля и его концевая заделка должны обеспечивать низкоомное заземление. Незаземленный экранированный кабель работает неэффективно. Любые повреждения экрана могут увеличить импеданс и снизить эффективность экранирования.

ПРАКТИЧЕСКИЕ РЕКОМЕНДАЦИИ ДЛЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ

ЭФФЕКТИВНОГО ЭКРАНИРОВАНИЯ

1. Убедитесь, что используемый кабель имеет достаточ-ную для приложения степень экранирования. В умеренно зашумленной среде адекватную защиту обеспечивает при-менение фольгированного экрана. В более зашумленной обстановке требуется использовать экран из оплетки или комбинированный экран из оплетки и фольги.

2. Используйте кабель, пригодный для приложения. В кабелях, подвергающихся регулярным изгибам, вместо оплетки, как правило, используется спирально навитая экранировка. Избегайте применения гибких кабелей с экраном из фольги, поскольку их регулярное сгибание вызывает износ фольги.

3. Убедитесь, что оборудование, к которому под-соединен кабель, правильно заземлено. Используйте заземление там, где это возможно, и проверяйте соеди-нение между точкой заземления и оборудованием. Степень устранения помех зависит от величины сопро-тивления проводника, идущего на землю (чем меньше, тем лучше).

4. Конструкции большинства разъемов допускают 360° законцовку экрана. Убедитесь, что эффективности экра-нирования разъема и кабеля одинаковы. Например, мно-гие широко распространенные разъемы предлагаются с кожухом из металлизированного пластика с покрытием из цинка или алюминия. Избегайте как переплаты за кабель, в котором отсутствует необходимость, так и его недооценки, в результате которой эффективность экранирования ока-зывается недостаточной.

5. Заземляйте кабель только на одном конце. Это устра-няет возможность возникновения шумов в заземляющем контуре.

Эффективность экранирования определяется каче-ством наиболее слабого компонента. Высококачественный кабель не обеспечит должного экранирования при исполь-зовании низкокачественного разъема. И, наоборот, самый хороший разъем не защитит систему от помех, если кабель плох.

Рис. 3. Комбинированный экран из фольги/оплетки обладает самой высокой эффективностью экранирования

Рис. 2. Типовые конфигурации экранов

НОВОСТИ ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ

| AGILENT TECHNOLOGIES РАСШИРЯЕТ ЛИНЕЙКУ ГЕНЕРАТОРОВ СИГНАЛОВ ПРОИЗВОЛЬНОЙ ФОРМЫ | Новый

широкополосный модульный генератор М8190А с частотой дискретизации 8 или 12 Гвыб./с обеспечивает высокое

разрешение и характеризуется самым широким в отрасли динамическим диапазоном, свободным от паразитных

составляющих, и крайне малыми динамическими искажениями. Такая уникальная функциональность позволяет разра-

ботчикам средств радиоэлектронного противодействия, радиолокационных и спутниковых систем выполнять надеж-

ные, воспроизводимые измерения и создавать реалистичные сигнальные сценарии для тестирования продуктов.

Основные характеристики M8190A:

– разрешение 14 битов и полоса пропускания более 5 ГГц на канал одновременно;

– возможность создания реалистичных сценариев за счет памяти на 2 Гвыб.;

– меньший размер и масса системы благодаря модульной конструкции формата AXIe.

Генератор сигналов произвольной формы M8190A позволяет:

– создавать прочную основу для высоконадежной спутниковой связи;

– генерировать многоуровневые сигналы с программируемыми межсимвольными помехами и джиттером со

скоростями до 3 Гбит/с;

– отвечать современным рыночным требованиям благодаря новым технологиям генерации сигнала.

Высокие характеристики M8190A достигаются за счет специальных ЦАП, разработанных в научно-

исследовательской измерительной лаборатории Agilent. ЦАП изготавливаются по технологии BiCMOS. Их произ-

водительность достигает 8 Гвыб./с при 14-разрядном разрешении и 12 Гвыб./с — при 12-разрядном разрешении.

На частоте дискретизации 8 Гвыб./с ЦАП компании Agilent обеспечивает свободный от паразитных составляющих

динамический диапазон 75 дБ в диапазоне частот 0…3 ГГц.

www.elcomdesign.ru

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

15


В статье проанализированы существующие архитектуры распределён-ного питания, отмечены их достоинства и недостатки, названы обла-сти применения. Особое внимание уделено факторизованной архитекту-ре, для которой описаны преобразователи.

АРХИТЕКТУРЫ РАСПРЕДЕЛЕННОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯРОБЕРТ МАРЧЕТТИ (ROBERT MARCHETTI), инженер, Vicor Corporation

Поскольку каждое новое поколе-ние процессоров, чипов памяти, циф-ровых сигнальных процессоров (DSP) и специализированных интеграль-ных схем (ASIC) благодаря прогрессу в сфере кремниевых технологических процессов становится все меньше по размерам, сохраняется и тенденция снижения напряжений питания при увеличении токов. Подобный ход собы-тий предъявляет все новые требования к инфраструктуре источников питания и архитектурам электропитания, кото-рые бывают следующих типов: центра-лизованная архитектура электропи-тания (Centralised Power Architecture, CPA), децентрализованная (распреде-ленная) система питания (Distributed Power Architecture, DPA) и распреде-ленная архитектура с промежуточной шиной (Intermediate Bus Architecture, IBA). К последней принадлежит факто-ризованная архитектура электропита-ния (Factorized power architecture, FPA), способная выполнить все требования к соотношению напряжение/ток, диктуе-мые современными большими ИС.

Классическая архитектура CPA, самая простая и эффективная по стои-мости, продолжает применяться в соот-ветствующих системах связи, которые и были одними из первых приложений, выявивших неспособность централизо-ванной архитектуры эффективно пере-давать низкие напряжения при боль-ших токах.

В случае применения централизо-ванной архитектуры источник пита-ния, выполняющий все необходимые функции выпрямления и DC/DC-пре-об разования, размещается в одном корпусе (см. рис.1). Он преобразовыва-ет сетевое напряжение в набор посто-янных напряжений, необходимых для функционирования системы, и подает эти напряжения по отдельным шинам к соответствующим нагрузкам. Это очень эффективное по стоимости решение, не требующее применения дорогих печатных плат для преобразования напряжений и доставки их к нагрузке. Такие системы электропитания харак-теризуются средней энергетической

эффективностью, поскольку в них нет последовательных каскадов для пре-образования мощности, а тепловые проблемы и электромагнитные помехи ограничены одним корпусом.

В прошлом централизованные системы, проектируемые, как правило, по техническим условиям заказчика, выбирались разработчиками исходя из наименьшей стоимости. CPA подходят для приложений, в которых в процессе эксплуатации не меняются требования к мощности источника и для которых не особенно актуален вопрос занимае-мого объема.

Центральный блок питания дол-жен располагаться как можно ближе к нагрузке для минимизации распреде-ленных тепловых потерь (I2R). В то же время, с точки зрения безопасности и снижения электромагнитных помех, его следует размещать рядом с источ-ником переменного тока. На практике выполнить оба этих требования бывает очень трудно.

Несмотря на то, что централизо-ванные источники питания хорошо работают во многих приложениях, они все чаще не отвечают требова-ниям, предъявляемым современными системами, в которых надо распре-делять сотни «общих» ампер тока по нескольким низковольтным входам. К тому же, у CPA-систем отсутствует масштабируемость: разработчикам может потребоваться создать систему с изменяемой конфигурацией с плата-ми, использующими несколько номи-налов напряжений. Источник питания для такой системы с возможностью масштабирования выходных сигна-

лов, реализованный по принципу СРА, будет довольно дорогим.

Чтобы избежать ухудшения быстро-действия современных микропроцес-соров, необходимо располагать источ-ники питания рядом с нагрузкой. При использовании централизованной архитектуры организация теплоотвода также может оказаться сложной зада-чей, ведь бывает необходимо отвести несколько сотен ватт тепла из огра-ниченного пространства. Для защиты системы от перегрева могут потребо-ваться большие радиаторы и вентиля-торы, но даже при этом не исключе-ны локальные перегревы, снижающие общую надежность.

РАСПРЕДЕЛЕННАЯ АРХИТЕКТУРА

СИСТЕМ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

Низковольтные нагрузки получа-ют все большее распространение, что привело к появлению концепции модульного построения источников питания и началу эры распределенных систем электропитания (см. рис. 2). В распределенных системах модули DC/DC-пре образователей размещаются на системных платах рядом с соответ-ствующей нагрузкой. Начиная с 1980 гг., модули DPA выполняли классические функции DC/DC-преобразователей (изо ляцию от первичной сети, преобра-зование напряжения и регулирование) для конкретной нагрузки. Но поскольку количество уровней напряжений, тре-буемых для системных плат, постоянно возрастало, модули DPA стали занимать слишком много пространства на печат-ной плате, стоимость дублирования полнофункциональных преобразовате-

Рис. 1. Централизованная архитектура питания

16

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Рис. 2. Распределенные источники питания, имеющие децентрализованную архитектуру, состоят из DC/DC-преобразователей, расположенных рядом с обслуживаемой ими нагрузкой

Рис. 3. Архитектура питания с промежуточной шиной использует изолированный преобразователь про-межуточной шины для питания относительно недорогих niPOL- преобразователей

лей увеличилась во много раз, и систе-ма стала избыточной.

На входную шину распределенных источников питания, имеющих децен-трализованную архитектуру, подается постоянное напряжение, обычно 48 или 300 В в зависимости от исполь-зуемого AC/DC-преобразователя. DC/DC-преобразователи, расположенные на системных платах рядом с обслу-живаемой ими нагрузкой, завершают цепочку, подводя напряжение на соот-ветствующую шину. Изолированные DC/DC-преобразователи подбираются под конкретную нагрузку, что позво-ляет улучшить динамические характе-ристики и устранить проблемы, свя-занные с распределением по системе низких напряжений.

При распределенном подходе рас-сеиваемая мощность распределяется по всей системе, что позволяет значи-тельно сократить, а иногда и устранить потребность в радиаторах и принуди-тельной вентиляции. К тому же, напря-жения, подводимые к платам, подбира-ются конкретно под них в соответствии с системными требованиями, поэтому DPA намного более эффективно по сто-имости в сравнении с централизован-ной архитектурой.

Для любой критической нагрузки довольно просто осуществить резер-вирование: достаточно параллельно поставить дополнительный DC/DC-пре-об разователь там, где это требуется. Однако DPA-решения могут быть суще-ственно дороже СРА-систем. Например, гальваническая развязка, трансформа-ция, фильтрация электромагнитных помех и защита по входу осуществля-ются в каждом модуле, поэтому по мере

увеличения источников нагрузки воз-растает как стоимость, так и площадь самих печатных плат.

РАСПРЕДЕЛЕННАЯ АРХИТЕКТУРА


С ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ШИНОЙ

С целью снижения стоимости систем электропитания для приложений со множеством разных уровней низких напряжений в архитектуре питания с промежуточной шиной функции DC/DC-пре образователя поделены между двумя устройствами. Преобразователь промежуточной шины (Intermediate Bus Converter, IBC) формирует напряжение на этой шине и обеспечивает гальвани-ческую развязку, а неизолированный преобразователь (non isolated Point of Load, niPOL), работающий от этой шины, выполняет окончательное преобра-зование и регулирование выходного напряжения. За счет того, что niPOL не имеют изоляции и поэтому дешевле, чем полные DC/DC-преобразователи, IBА-системы электропитания могут быть сравнительно недорогими. Однако при использовании типовых niPOL понижающих преобразователей всегда приходится искать компромисс между эффективным распределением мощности и эффективностью рабочего цикла при преобразовании мощности.

IBА-системы электропитания отли-чаются от DPA-систем тем, что они преобразуют входное постоянное напряжение (например, 48 или 300 В) в промежуточное постоянное напряже-ние, обычно 9,6 или 12 В, необходимое для питания niPOL-преобразователей (см. рис. 3). niPOL, как правило, имеют меньшие габариты и вес по сравне-

нию с полнофункциональными DC/DC-преобразователями, что упрощает топологию печатных плат. Кроме того, niPOL-преобразователи имеют высокий коэффициент преобразования напря-жения.

В IBА-системах niPOL-преоб ра зо ва-тели зависят от работы преобразователя промежуточной шины, обеспечивающе-го развязку и понижение постоянно-го напряжения входной шины. Таким устройством является промежуточный IBС-преобразователь, который обычно представляет собой либо полный DC/DC-преобразователь, работающий от источника постоянного напряжения, либо нерегулируемый преобразователь, работающий в узком диапазоне входных напряжений. Добавление к промежуточ-ной шине дополнительного преобразо-вателя напряжений значительно снижа-ет эффективность системы. К тому же, очень важно располагать его как можно ближе к нагрузке, поскольку даже при использовании промежуточной шины на 12 В токи, протекающие через плату, в четыре раза превышают токи в рас-пределенной системе электропитания на 48 В. К неизбежным последствиям использования дополнительного преоб-разователя можно также отнести необ-ходимость применения более широ-ких дорожек на плате, более тяжелых медных проводников и более коротких линий связи.

Напряжение 12 В для промежуточ-ной шины все же является слишком высоким с точки зрения его эффектив-ного преобразования до низких уров-ней выходного напряжения (менее 2 В), поскольку при этом коэффициент преобразования становится слишком большим, а коэффициент заполнения рабочего цикла переключения — очень низким. Снижение напряжения на промежуточной шине способно пре-одолеть это ограничение, но при этом обострятся проблемы, связанные с обе-спечением соответствующих дорожек для больших токов.

Поскольку niPOL является регули-руемым преобразователем, необхо-димо последовательно с его выходом подключать катушку индуктивности. Однако для низковольтной нагрузки (обычно микропроцессора) требуется, как правило, обеспечивать высокое быстродействие, поэтому введение такой катушки индуктивности приво-дит к снижению быстродействия там, где необходимо короткое время откли-ка. В этом и заключается основное ог раничение IBA, наиболее остро про-являющееся тогда, когда следует питать современную сложную низковольтную быстродействующую нагрузку.

Еще одним недостатком niPOL явля-ется принципиально отсутствующая изоляция: нагрузка может выходить

18

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

из строя, из-за чего в системе могут появиться проблемы с заземлением и помехами.

ФАКТОРИЗОВАННАЯ АРХИТЕКТУРА


FPA реорганизует все основные функ-ции системы питания — преобразова-ние напряжения, гальваническую раз-вязку и регулирование — и реализует их в корпусах, похожих на микросхемы (см. рис. 4). Функциональность схемы при этом делится между двумя устройства-ми. Одно из устройств называется повы-шающим/понижающим модулем предва-рительной стабилизации (Pre-Regulator Module, PRM), который из напряжения входной шины формирует стабилизи-рованное напряжение промежуточной шины (Factorized Bus). Второе устрой-ство, называемое модулем трансформа-ции напряжения (Voltage Tansformation Module, VTM) преобразует напряже-ние промежуточной шины до уровней, необходимых системе, и обеспечивает гальваническую развязку. Модуль VTM является DC/DC-преобразователем с фиксированным коэффициентом преоб-разования.

Высокочастотные FPA-модули высо-кой степени интеграции, использую-щие схемы мягкого переключения при нулевом токе/напряжении, характери-зуются такими параметрами как малые размеры, высокая эффективность, низкий шум, хорошее быстродействие и могут обеспечивать на нагрузке высокую плотность мощности, превы-шающую 1 кВт/дюйм3. На рисунке 5 показаны FPA-модули в основной кон-фигурации.

PRM- и VTM-модули могут работать поодиночке, вместе, в разомкнутых

Рис. 5. В основную FPA конфигурацию введена обратная связь, позволяющая модулю PRM регулировать напряжение промежуточной шины при помощи сигнала, снимаемого с последнего POL-преобразователя (удаленное регулирование). Можно также получать управляющий сигнал с самого модуля VTM (адаптивное регу-

лирование), проводить мониторинг выходного сигнала модуля PRM (локальное регулирование) или полагаться на

свойственную модулям стабильность (разомкнутый контур регулирования).Рис. 4. Низкопрофильные модули FPA

цепях, в локальных контурах, в адап-тивных цепях, в удаленных контурах, совместно, по отдельности, параллель-но или в комбинации с традиционными устройствами преобразования мощ-ности (DC/DC-преобразователями, POL или генераторами подкачки заряда). Используемая в основе VTM-модулей технология является запатентованной топологией преобразования мощ-ности, называемой синусоидальным амплитудным преобразованием (Sine Amplitude Conversion, SAC), позволив-шим значительно увеличить количе-ство приложений с момента своего появления в 2003 г. Эта топология также составляет основу преобразователей с промежуточной шиной.

Преобразователь, реализован-ный по топологии SAC, использует, в соответствии со своим названи-ем, высокочастотный регулируемый генератор с высокой спектральной чистотой, который работает на резо-нансной частоте всей силовой цепи, включая внутренний трансформатор. Полностью симметричная конфигу-рация схемы (ключи с двух сторон трансформатора зеркально отобра-жают друг друга) минимизирует син-фазные шумы. Поскольку VTM, реали-зованный по топологии SAC, является устройством с постоянным коэффици-ентом преобразования, в нем нет вну-треннего механизма регулирования, и, следовательно, у него отсутствуют проблемы, связанные со стабильно-стью и задержками в управляющем контуре, что обеспечивает хорошее быстродействие. Стабильность выход-ного напряжения обеспечивается PRM-модулем, который размещается до модуля VTM. Во многих конфигура-

циях на этот модуль приходят сигналы обратной связи.

Одной из характеристик SAC-архитектуры, позволяющей преодо-левать ограничения, присущие более ранней IBA-архитектуре, является упо-мянутая выше фиксированная частота переключения. В существующих реа-лизациях эта частота равна 3,5 МГц. Такая величина минимизирует разме-ры всех реактивных компонентов, она легко поддается фильтрации и позволя-ет сократить время отклика. «Мягкое» переключение в точках нулевого тока или напряжения минимизирует потери на переключение и уменьшает на поря-док величины dV/dt и dI/dt, что приво-дит к снижению помех. FPA позволяет также избавиться от выходных катушек индуктивности, необходимых для niPOL-преобразователей в IBА-системах, что, в свою очередь, позволяет минимизи-ровать накопление энергии, снижать энергетические потери и улучшать динамические характеристики.

SAC поддерживает 100% рабочий цикл переключения при любом коэф-фициенте преобразования, что повы-шает КПД системы. SAC поддерживает также аналог функции VTM, которую можно назвать трансформатором постоянного тока, позволяющей осу-ществлять двунаправленное преобра-зование мощности. При этом возвраща-ется избыточная энергия от нагрузки ко входу, и таким образом улучшается быстродействие системы. SAC демон-стрирует также способность к отра-жению реактивной мощности: можно получить высокоэффективную емкость POL-преобразователей без физическо-го присутствия объемного конденса-тора.

20

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Выбор преобразователя для системы питания — непростая задача для разработчика. Параметры и функциональность типовых ИП со стан-дартными размерами для монтажа на плату постоянно улучшаются, и разработчик должен учитывать множество технических и экономических характеристик. В этой статье мы рассмотрим самые важные из них.

КАК ПРАВИЛЬНО ВЫБРАТЬ DC/DC-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬПАУЛЬ КНАУБЕР (PAUL KNAUBER), инженер по применению, Murata Power Solutions

ВЫХОДНАЯ МОЩНОСТЬ

Лучшие образцы преобразова-телей размером 1/16 brick способ-ны отдавать в нагрузку 66 Вт, в то время как преобразователи разме-ром в 1/2 brick обеспечивают питание нагрузок до 450 Вт (см. рис. 1). Для всех типоразмеров преобразовате-лей выходная мощность с течением времени растёт с тех пор, как 25 лет назад появились первые стандартные блоки питания. Размеры и максималь-ная мощность типовых преобразова-телей от 1/2 до 1/32 brick представ-лены в таблице 1. В самое ближайшее время можно ожидать появления пре-образователей в 1/2 brick с мощно-стью около киловатта при повышении на 2—3% КПД преобразования. Такие изменения связаны с улучшением параметров компонентов, в том числе моточных изделий — дросселей и трансформаторов.

При выборе преобразователя по необходимой выходной мощности сле-дует учитывать рабочий цикл и усло-вия работы, в особенности температу-ру окружающей среды. В справочниках обычно указывается выходная мощ-ность при непрерывной работе при температуре 25°C. Если максимальная выходная мощность потребляется от преобразователя лишь изредка, то, сле-довательно, можно использовать пре-

образователь меньшего размера. Он не только обойдётся дешевле, но и будет работать в режиме, более близком к максимально допустимой мощности, что обычно приводит к повышению реального КПД.

Однако в период разработки луч-шим выбором, как правило, является преобразователь с некоторым запасом по мощности по сравнению с изначаль-ными расчётами. Такой подход гаранти-рует, что в окончательном варианте не возникнет трудностей с недостаточно-стью системы питания, а на плате точно будет место для размещения преоб-разователя, когда разработка будет завершена.

РЕАЛЬНЫЙ КПД

Обычно импульсные преобразова-тели показывают наибольшую эффек-тивность при нагрузке, близкой к мак-симально допустимой. Чем больше разница между входным и выходным напряжением, тем меньше КПД. При выборе преобразователя следует обра-тить внимание на график изменения КПД при малых нагрузках и в случае изменений условий эксплуатации, чтобы правильно оценить количество тепла, которое придётся отводить от конструкции в процессе её работы.

Лучшие современные преобразова-тели имеют КПД 80—97,5%. При этом не

стоит пренебрежительно относиться к повышению КПД даже всего лишь на 1%: если один преобразователь имеет КПД 91%, а другой — 90%, то этот про-цент разницы соответствует изменению мощности, рассеиваемой преобразова-телем, на 10%.

Выбирая преобразователь, необ-ходимо обратить внимание на то, в каких режимах охлаждения изме-рялась допустимая выходная мощ-ность — при естественной или при-нудительной вентиляции. Стоит помнить, что изолированные преоб-разователи всегда имеют меньший КПД просто из-за того, что потери в трансформаторах больше потерь в дросселях.

ОХЛАЖДЕНИЕ

Допустимая мощность, удельная мощность, КПД и условия эксплуата-ции — всё это определяет требова-ния к системе охлаждения. Размер системы можно существенно умень-шить, если установить вентилятор для активной системы охлаждения. Однако добавление такого электромеханиче-ского устройства существенно умень-шит надёжность и время наработки на отказ. Помимо этого вентилятор увеличит стоимость, уровень шума и трудоёмкость обслуживания, так что лучше отказаться от его использова-ния за исключением тех случаев, когда первостепенное значение имеют габа-риты устройства. Возможность работы преобразователя при высоких темпе-ратурах всегда приветствуется, однако стоит помнить, что каждое повышение температуры на 10°C вдвое уменьшает время жизни компонентов. Очень часто конструкция преобразователя преду-сматривает использование пластинча-того основания в качестве теплоотвода (см. рис. 2).

ТЕПЛООТВОД ЧЕРЕЗ НЕСУЩУЮ

ПЛАТУ

Обычно в системах с конвекци-онным охлаждением, где скорость

Рис. 1. Один из лучших по критерию плотности мощности преобразователь 1/16 brick: серия ULS из семей-ства Murata Power Solutions

22

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

движения воздуха мала или вообще равна нулю, в качестве элемента системы теплоотведения использует-ся пластинчатое основание. Иногда разработчики монтируют это основа-ние на элементы корпуса оборудова-ния. Другой вариант — закрепление на нём специальных радиаторов для увеличения количества рассеиваемо-го тепла. Кроме того, можно исполь-зовать комбинацию охлаждения через основание и активного охлаждения, что позволяет добиться максимальной выходной мощности. Ограничивающим фактором является максимально допу-стимая для преобразователя темпера-тура. Конечно, все современные пре-образователи оснащаются системами защиты от перегрева, которые выклю-чают преобразователь по достижении максимальной температуры (или при других неисправностях), однако край-не нежелательно допускать её сра-батывания в процессе повседневной эксплуатации.

УЧЁТ ПАРАМЕТРОВ НАГРУЗКИ

Очень редко современные преоб-разователи работают на чистую, ста-бильную активную нагрузку с нулевой реактивной составляющей. В услови-ях нарастающей борьбы с выбросами двуокиси углерода и стремления к эко-номии электроэнергии всё большее значение приобретает максимизация КПД преобразователей при малых нагрузках.

Рассмотрим в качестве примера центр обработки данных. В течение 80% времени система питания рабо-

тает на уровне 20% от максимальной потребляемой мощности, причём в процессе работы показатели энерго-потребления меняются очень суще-ственно. Если используемые в систе-ме преобразователи питания имеют высокий КПД при малых нагрузках, эффективность системы будет значи-тельно большей, чем при применении преобразователей, эффективно рабо-тающих только при нагрузке, близкой к максимальной.

В некоторых приложениях важным параметром может оказаться и дина-мическая характеристика преобразо-вателя, т.е. то, как быстро он реагирует на изменение нагрузки. Этот параметр описывается скоростью нарастания выходного тока. При этом важной харак-теристикой следует считать и ампли-туду выброса выходного напряжения при скачках тока потребления, а также изменение установившегося напряже-ния при изменении нагрузки. Для сгла-живания пиков выходного напряжения часто используются внешние конден-саторы.

ДИАПАЗОН ВХОДНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ

При выборе преобразователя с широким диапазоном допустимых входных напряжений его можно будет использовать в большом количестве самых разнообразных конструкций. При этом можно сэкономить, если купить большую партию однотипного товара по более низкой цене и снизить складские издержки.

Изначально диапазон входных напряжений был двукратным (т.е.

Таблица 1. Размеры и максимальная мощность типовых преобразователей

Тип преобразователя Вых. мощность, Вт Размеры, дюймы

1/2 brick 450 2,4×2,3×0,40

1/4 brick 300 1,45×2,3×0,40

1/8 brick 120 0,9×2,3×0,40

1/16 brick 66 0,9×1,3×0,4

отношение максимального вход-ного напряжения к минимально-му равнялось двум), современные же преобразователи рассчитаны на четырёхкратный диапазон входных напряжений 18...75 В.

ВОЗМОЖНОСТЬ РЕГУЛИРОВКИ

ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Возможность регулировки выход-ного напряжения существенно расши-ряет возможности преобразователя. Очень часто производители допускают такую регулировку в пределах ±10% от номинала без изменения допустимого выходного тока. Однако стоит иметь в виду, что повышение выходного напря-жения приводит к увеличению рас-сеиваемой преобразователем мощно-сти, что нужно учитывать при расчёте тепловых режимов.

ГАЛЬВАНИЧЕСКАЯ РАЗВЯЗКА

ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Гальваническая развязка необходи-ма далеко не всегда. Она увеличивает стоимость и снижает надёжность пре-образователя, так что выбирать преоб-разователи с такой развязкой следует только при настоятельной необходи-мости. Обычно это необходимо для соблюдения требований к технике безопасности (например, в медицин-ском оборудовании), но иногда гальва-ническая развязка позволяет снизить уровень помех или получить не при-вязанный к земле источник опорного напряжения.

Например, в США в телефонных сетях общего пользования часто при-меняются источники питания 48 В с заземлённым положительным полю-сом, в то время как в большинстве слу-чаев для современного оборудования необходимо питание с заземлённым отрицательным полюсом. Медицинское оборудование должно соответствовать жёстким требованиям по изоляции пациента и величинам токов утечки, которые определяются стандартами IEC60601. Для обеспечения такой раз-вязки в преобразователях используют трансформаторы.

Огромное разнообразие требуе-мых параметров и большое количе-ство представленных на рынке пре-образователей делают абсолютно необходимой процедуру тщательного сравнения указанных в справочниках характеристик. И в процессе консуль-таций с поставщиком особое внимание следует обращать на точное и одина-ковое понимание требований, которые заказчик и поставщик предъявляют к источнику питания. Только тогда можно получить действительно эффективное устройство — как в отношении его тех-нических характеристик, так и в отно-шении стоимости.

Рис. 2. Преобразователь HPQ 1/4 brick с пластинчатым основанием для рассеивания тепла с выходной мощностью 300 Вт (12 В, 25 А)

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

23


В статье рассматриваются возможности повышения эффективности и реализации дополнительной функциональности в импульсных преобразо-вателях за счет новейших силовых транзисторов NexFET.

POL-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ:ОДИН НА ВСЕХДИРК ГЕРКЕ (DIRK GEHRKE), менеджер по маркетингу силовых устройств, Texas InstrumentsДЖЕФФ ШЕРМАН (JEFF SHERMAN), инженер, Texas Instruments .

Энергоэффективность — один из важнейших факторов при проектиро-вании практически любой современ-ной системы. Создатели приборов вынуждены постоянно искать новые способы снижения энергопотребления. В недавнем прошлом основные уси-лия в этом направлении прилагались в отношении устройств с автономным питанием. Однако в последнее время эта тенденция распространилась и на питаемое от сети оборудование. «Экологичность» превратилась из чисто рекламной погремушки в устой-чивую рыночную тенденцию, которая распространилась на всё поле решений для силовой электроники. В этой статье рассматриваются возможности повы-шения эффективности и расширения функционала импульсных преобразо-вателей постоянного тока с помощью последнего поколения силовых МОП-транзисторов NexFET.

На рынке представлено множество преобразователей, рассчитанных на преобразование входного напряже-ния 3,3, 5 или 12 В в напряжение пита-ния процессорного ядра. Однако они могут не соответствовать требованиям, предъявляемым современными высо-копроизводительными процессорами. По мере роста производительности и совершенствования технологии изго-товления напряжение питания процес-сорного ядра падает до величин менее 1 В, в то время как потребляемые токи растут до десятков, а иногда и сотен ампер. Такое изменение параметров процессоров должно сопровождаться совершенствованием систем питания. Мы рассмотрим эти усовершенствова-ния подробнее, чтобы продемонстри-ровать преимущества новых контрол-леров и силовых МОП-ключей. Стоит отметить, что эти устройства исполь-зуют керамические фильтрующие и блокировочные конденсаторы для уменьшения наводок и электромагнит-ного излучения, обеспечивают точную регулировку выходного напряжения и, наконец, поддерживают использование блоков предварительно заряженных конденсаторов в процессе запуска. Все перечисленные достижения сопрово-

ждаются увеличением КПД, снижением размеров и повышением надёжности.

НОВОЕ ПОКОЛЕНИЕ КОНТРОЛЛЕРОВ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

Контроллеры семейства TPS4030x оптимизированы для повышения КПД преобразования, а также снабжены множеством дополнительных функций, требуемых современными процес-сорами. В эти контроллеры встроены мощные драйверы, способные быстро переключать внешние МОП-ключи, что позволяет заметно уменьшить величину «мёртвого времени» и увеличить КПД. Встроенный умножитель напряжения с интегрированным в контроллер дио-дом позволяет и в верхнем плече ключа использовать мощные N-канальные МОП-транзисторы с малым значением сопротивления в открытом состоянии. Контроллеры этого семейства (см. рис. 1) работают при напряжении питания 3…20 В, что позволяет питать их любым стандартным напряжением из ряда 3,3, 5 или 12 В. При этом реализуется метод управления по напряжению. Для суще-ственного снижения уровня электро-магнитного излучения в контроллерах используется технология размывания спектра (FSS), что облегчает построение устройств, соответствующих требова-ниям FCC (американская Федеральная комиссия по средствам связи).

В то же время эти контроллеры обе-спечивают гибкость их использования, т.к. множество их параметров програм-мируется пользователем, в т.ч. режим мягкого старта (подключением конден-

сатора к выводу EN/SS), порог защиты от перегрузки по току (задаётся рези-стором, подключённым к выводу LDRV/OC) и компенсация параметров цепи обратной связи. В процессе работы напряжение, задаваемое резистором, который подключён к выводу LDRV/OC, сравнивается с напряжением на рези-стивном датчике тока, включённом между истоком нижнего МОП-ключа и землёй для фиксации момента превы-шения током допустимого предела и выключения ключа. При превышении порога контроллер переходит в режим ограничения тока, из которого выходит при устранении неисправности.

ПРОБЛЕМА ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЭМС

Одной из самых больших проблем использования импульсных источни-ков питания является высокий уровень излучаемых помех, связанный с боль-шими скоростями изменения токов и напряжений. Если традиционные приёмы тщательного экранирования и фильтрации не помогают, применяется технология размывания спектра.

Например, включение резисто-ра с сопротивлением 267 кОм ±10% между выводами BP и EN/SS контрол-лера TPS40303x позволяет реализовать систему частотной модуляции такто-вого генератора с девиацией не менее 12% от номинала, причём модуляция осуществляется треугольным сигналом с частотой 25 кГц. При этом в выходном спектре появляется множество побоч-ных составляющих, а энергия излуче-ния размывается по большому числу

Рис. 1. Упрощённая схема включения TPS4030x

24

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Рис. 3. Подача ненулевого напряжения питания на ядро в системе с двумя источниками

компонент. В результате пиковое зна-чение мощности излучения на отдель-ных частотах падает, что существенно облегчает прохождение контроля на уровень излучения. В действитель-ности подобный приём обеспечивает падение максимума излучения на высо-ких частотах на 10 дБ (см. рис. 2).

ОБЕСПЕЧЕНИЕ ЗАДАННОЙ

ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ

ВКЛЮЧЕНИЯ

Большинство производителей про-цессоров требуют подавать питание на

ядро и интерфейсные узлы в опреде-лённой последовательности, приводя в справочниках соответствующие вре-менные диаграммы. Вариантов пода-чи напряжения питания существует несколько: последовательная, взаимо-зависимая или одновременная. Кроме того, в некоторых случаях требуется в течение определённого времени под-держивать промежуточные значения напряжения питания.

Реализовать последовательное включение источников питания ядра и интерфейсных схем при малом време-

Рис. 2. Уменьшение уровня ЭМИ в режиме размывания спектра

ни задержки между ними с помощью контроллеров TPS4030x довольно про-сто: для этого достаточно соединить вывод PGOOD контроллера, который должен включаться первым, с выводом EN/SS другого контроллера.

Для установления пропорциональ-ной зависимости между нарастающими напряжениями питания двух преоб-разователей выводы EN/SS нескольких контроллеров объединяются. В этом случае один конденсатор, задающий параметры мягкого старта, будет заря-жаться несколькими источниками тока. При этом все контроллеры начнут про-цесс старта одновременно и одновре-менно выйдут на номинальный режим.

Для некоторых процессоров требу-ется подача ненулевого напряжения на ядро при появлении питания на интерфейсных узлах, даже если пре-образователь питания ядра не вклю-чился. На рисунке 3 приведён пример временной диаграммы для этого слу-чая. Производители процессоров для такого сценария рекомендуют исполь-зовать диоды, выделенные на схеме красным цветом. При этом обеспечива-ется минимальная задержка в подаче питания на оба узла.

При использовании в таких схе-мах синхронных понижающих преоб-разователей необходимо обеспечить выключение нижнего МОП-ключа в процессе запуска, т.к. в противном слу-чае вывод питания ядра будет замкнут на землю. Это может привести к выхо-ду из строя диодов формирователя промежуточного напряжения. После включения преобразователя, обеспе-чивающего питание ядра, напряжение на соответствующем выводе возра-стёт до требуемого значения, и диоды закроются.

Однако тот же сценарий может реализоваться и при коротком замы-кании в фильтрующих конденсаторах. В системах с несколькими питающи-ми напряжениями это может вызвать серьёзные повреждения встроенной в процессор защиты от статического электричества. Чтобы этого избежать, в таких системах следует использовать контроллеры, в которых МОП-ключ синхронного выпрямителя в процессе запуска блокируется в выключенном состоянии, тогда как паразитный диод МОП-структуры при необходимости обеспечит путь для тока.

МОП-ТРАНЗИСТОРЫ NEXFET

ОБЕСПЕЧИВАЮТ ПОВЫШЕННЫЙ КПД

В 1980-х гг. доминирующей тех-нологией при изготовлении МОП-транзисторов была планарная (см. рис. 4). К концу 1990-х гг. большинство производителей перешло на исполь-зование тренч-технологий, имевших явное преимущество перед планар-

Рис. 4. Типичные структуры МОП-транзисторов, выполненных по разным технологиям

26

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Рис. 5. Зависимость КПД преобразователя на базе 600-кГц TPS40304 от тока нагрузки при разных входных напряжениях

ной в плане снижения сопротивления. Основная идея состояла в том, что уменьшение сопротивления ключей в открытом состоянии позволяло полу-чать большие выходные токи при питании точечных нагрузок. Однако тренч-структуры имеют и недостатки, состоящие в высокой ёмкости между затвором и истоком, а также между затвором и стоком (эффективное зна-чение последней при этом значитель-но больше статического из-за эффекта Миллера). Большие ёмкости означают большие заряды, которые приходится переносить в процессе переключения, что существенно увеличивает потери в драйверах и самих МОП-ключах. В результате приходилось ограничивать

рабочие частоты преобразователей, из-за чего снижалась их эффектив-ность.

В 2007 г. появились мощные МОП-транзисторы семейства NexFET. Эта технология позволяла достичь столь же малого сопротивления открытого ключа, что и в тренч-структурах, но при существенно меньших емкостях затво-ра. Таким образом, такие показатели как Rds(on)∙Qg и Rds(on)∙Qgd удалось снизить на 50%. Улучшение этих характеристик позволяет при тех же рабочих частотах значительно увеличить КПД преобра-зователей. Кроме того, эта технология обеспечивает повышение рабочих частот и улучшение массогабаритных характеристик преобразователей.

ВЫВОДЫ

Соединение преимуществ совре-менных контроллеров импульсных преобразователей и мощных МОП-ключей, выполненных по техноло-гии NexFET, обеспечивает высокую эффективность и позволяет осна-стить преобразователи всеми допол-нительными функциями для работы с процессорами с несколькими источ-никами питания (см. рис. 5). Такие пре-образователи имеют КПД более 90% при выходном токе 20 А и частоте преобразования 600 кГц. При этом КПД остается практически постоян-ным при изменении тока нагрузки в очень широких пределах, что вызвано малыми потерями на переключение в NexFET-ключах и контроллере. КПД остаётся достаточно высоким и при переходе от входного напряжения 3,3 В к напряжению 12 В. В то время как в обычных преобразователях при нагрузках менее 5 А и питании от 12-В источника КПД значительно сни-жается, малые потери NexFET-ключей позволяют избежать такого падения эффективности.

ЛИТЕРАТУРА1. Dirk Gehrke and Jeff Sherman. Point-of-

Load: One for All//www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId= 4019576.

Справочные страницы. Соответствие единиц мощности дБм и Вт

дБм Вт дБм Вт дБм Вт дБм Вт дБм Вт дБм Вт

30,0 1,00 38,6 7,24 47,2 52,50 52,9 195,00 57,2 525,00 61,5 1410,00

30,2 1,05 38,8 7,59 47,4 55,00 53,0 200,00 57,3 537,00 61,6 1450,00

30,4 1,10 39,0 7,94 47,6 57,50 53,1 204,00 57,4 550,00 61,7 1480,00

30,6 1,15 39,2 8,32 47,8 60,30 53,2 209,00 57,5 562,00 61,8 1510,00

30,8 1,20 39,4 8,71 48,0 63,10 53,3 214,00 57,6 575,00 61,9 1550,00

31,0 1,26 39,6 9,12 48,2 66,10 53,4 219,00 57,7 589,00 62,0 1580,00

31,2 1,32 39,8 9,55 48,4 69,20 53,5 224,00 57,8 603,00 62,1 1620,00

31,4 1,38 40,0 10,00 48,6 72,40 53,6 229,00 57,9 617,00 62,2 1660,00

31,6 1,45 40,2 10,50 48,8 75,90 53,7 234,00 58,0 631,00 62,3 1700,00

31,8 1,51 40,4 11,00 49,0 79,40 53,8 240,00 58,1 646,00 62,4 1740,00

32,0 1,58 40,6 11,50 49,2 83,20 53,9 245,00 58,2 661,00 62,5 1780,00

32,2 1,66 40,8 12,00 49,4 87,10 54,0 251,00 58,3 676,00 62,6 1820,00

32,4 1,74 41,0 12,60 49,6 91,20 54,1 257,00 58,4 692,00 62,7 1860,00

32,6 1,82 41,2 13,20 49,8 95,50 54,2 263,00 58,5 708,00 62,8 1910,00

32,8 1,91 41,4 13,80 50,0 100,00 54,3 269,00 58,6 724,00 62,9 1950,00

Окончание см. на с. 84.

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

27


В статье описывается схема обратноходового преобразователя с высо-ким коэффициентом мощности для систем светодиодного освещения с возможностью использования стандартных диммеров для регулировки яркости светодиодов на базе триака. Статья представляет собой перевод [1].

ОБРАТНОХОДОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ДЛЯ СВЕТОДИОДНОГО ОСВЕЩЕНИЯ С РЕГУЛИРОВКОЙ ЯРКОСТИ НА БАЗЕ ТРИАКАМИХАЭЛЬ ВАЙРИХ (MICHAEL WEIRICH), инженер, Fairchild Global Power Resource Center Europe

Светодиоды для приложений общего освещения чрезвычайно популярны и быстро совершенствуются. Их допусти-мая мощность увеличивается. Сегодня на рынке можно найти многокристаль-ные модули мощностью до 100 Вт.

Международные стандарты, подоб-ные EN 61000-3-2, регламентируют обязательную коррекцию коэффици-ента мощности для входной мощности свыше 25 Вт. В новой директиве про-граммы Energy Star для твердотельно-го освещения требуется, чтобы коэф-фициент мощности был не менее 0,9 для мощности свыше 3 Вт. Хотя это значение достигается с помощью пас-сивной коррекции коэффициента мощ-ности, целесообразно найти эффек-тивное решение, с помощью которого можно получить лучшие характери-стики и массогабаритные показатели. Обратноходовой преобразователь, который управляется так, чтобы вход-ной ток имел почти идеальную сину-соидальную форму, может быть наи-более экономичным решением, когда необходимо обеспечить изоляцию между входом и выходом.

Кроме высокого значения коэффи-циента мощности необходимыми усло-виями являются также высокая эффек-тивность и длительный срок службы, сопоставимый со сроком службы све-тодиодов.

ВЫБОР ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

Для изолированных источников питания мощностью до 100 Вт чаще всего применяют обратноходовые пре-образователи (ОП) из-за их простоты (см. рис. 1). Принцип действия ОП хоро-шо известен, и мы не будем останавли-ваться на его описании.

Обычно импульсные источники пита-ния могут работать в двух различных режимах: прерывистом режиме про-

водимости (Discontinuous Conduction Mode — DCM), когда MOSFET включа-ется только после того, как ток в диоде DRect падает до нуля, и непрерывном режиме проводимости (Continuous Conduction Mode — CCM), когда MOSFET включен при наличии тока через диод DRect. Иногда встречается третий режим — граничный режим проводимости (Boundary Conduction Mode — BCM), когда MOSFET всегда включается сразу после того, как ток через диод становится равным нулю. Из названия этого режима следует, что режим BCM — граничный между режи-мами DCM и CCM.

Используя соответствующий метод управления и сделав некоторые изме-нения во входной цепи, можно обе-спечить почти идеальное соответствие входного тока обратноходового пре-образователя входному напряжению. Другими словами, для сети ОП будет являться почти активной нагрузкой. При реализации ОП с высоким коэффи-циентом мощности используются, глав-ным образом, два метода управления. Первый метод — это хорошо известная из литературы схема, использующая BCM-контроллер с коррекцией коэффи-

циента мощности. При таком подходе нужно обеспечить высокое напряже-ние VDS для того, чтобы достичь коэффи-циента мощности, близкого к 1.

При втором, менее известном под-ходе, источник питания работает в режиме DCM при постоянной частоте коммутации fS и рабочем цикле, кото-рый является постоянным, по крайней мере, в течение одного полупериода сетевого напряжения. В этом случае коэффициент мощности хотя бы тео-ретически может достичь единицы без увеличения VDS.

На рисунке 2 показаны временные соотношения работы обратноходо-вого преобразователя с коррекцией коэффициента мощности в режиме DCM во время одного полуперио-да сетевого напряжения. Поскольку время включения MOSFET поддержи-вается постоянным, пиковое значение тока стока точно отслеживает форму входного напряжения. Из-за постоян-ной частоты fS усреднение импульсно-го входного тока (с помощью фильтра электромагнитных помех источника питания) дает форму сигнала тока, пропорциональную входному напря-жению. На рисунке 2 также показано,

Рис. 1. Упрощенная схема импульсного источника питания на базе обратноходового преобразователя

28

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

что источник питания работает в гра-ничном режиме на максимуме линей-ного напряжения, хотя он переходит глубже в DCM-режим, когда линейное напряжение падает до нуля.

Этот метод достижения высоко-го коэффициента мощности может быть идеально реализован с помощью ШИМ-контроллера напряжения. При этом режим DCM будет обеспечиваться путем подбора величины индуктивно-сти трансформатора. Когда использует-ся контроллер напряжения, то входное напряжение, которое служит опорным источником для пикового тока стока MOSFET, не требуется. С другой сто-роны, контроллер тока имеет много преимуществ для стандартных авто-номных приложений, поэтому совре-менный контроллер напряжения для автономных приложений на рынке найти непросто.

Решением может стать применение одного из готовых контроллеров тока с постоянной частотой коммутации (например, FAN6862) и использование входного напряжения в качестве опор-ного для пикового тока ключа, как в контроллере с коррекцией коэффи-циента мощности FAN7527. Как и для FAN7527, в этом случае понадобится устройство умножения, т.к. синусои-дальный опорный сигнал должен быть модулирован сигналом обратной связи для того, чтобы стабилизировать выход-ное напряжение или ток.

К счастью, есть простой способ сде-лать контроллер напряжения из кон-троллера тока. В обоих типах контроля выход усилителя ошибки сравнивает-ся с линейно нарастающим сигналом, чтобы сгенерировать ШИМ-сигнал ключа. В токовом режиме этот линей-но нарастающий сигнал генерирует-ся прямо из тока ключа, а в режиме напряжения он формируется встро-енным генератором с пилообразным выходным сигналом. Когда нарастаю-щий сигнал, который поступает на токочувствительный вход контролле-ра тока, подается от генератора пилоо-бразного сигнала вместо шунтирующе-го резистора, контроллер работает как раз в режиме напряжения. Конечно, линейный нарастающий сигнал дол-жен быть синхронизирован с внутрен-ним генератором кристалла.

Как показано на рисунке 3, это можно реализовать с помощью устра-нения соединения между токочувстви-тельным шунтирующим резистором R2 и токочувствительным входом контрол-лера тока и введением цепи R1, C1 и Q2. Q2 — это p-канальный JFET со встроен-ным каналом, который соединяет токо-чувствительный вход с землей, когда потенциал на его затворе находится в состоянии низкого уровня. Когда вну-тренний генератор инициирует цикл переключения, выходное напряжение контроллера повышается до напряже-ния, равного примерно 15 В, включая Q1 и выключая Q2. Тогда конденсатор C1 заряжается через R1 от напряжения питания кристалла, передавая почти линейно нарастающее напряжение на токочувствительный вход контролле-ра. Как только линейно нарастающее напряжение достигает уровня, установ-ленного цепью обратной связи, ШИМ-компаратор переключается и запускает драйвер затвора. Теперь Q1 — выклю-чен, а Q2 снова включен и разряжает C1. Ясно, что рабочий цикл каждого периода переключения зависит только от напряжения обратной связи, а не от тока через Q1: контроллер работает как ШИМ-контроллер напряжения.

КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЙ РЕЖИМ

РАБОТЫ

Рассмотренный обратноходовой преобразователь — это так называе-мый преобразователь с жестким пере-ключением (hard switching). Это озна-чает, что MOSFET выключается, когда ток стока имеет большую величину, и включается, когда напряжение стока велико. Поскольку спадающий/возрас-тающий ток и возрастающее/спадающее напряжение перекрываются в каждом цикле переключения, их произведение не является пренебрежимо малым, и рассеивается заметная величина мощ-ности, которую называют потерями на переключение при каждом пере-ходном процессе. В обратноходовом преобразователе в режиме DCM ток отсутствует, когда включается MOSFET, но внутренняя емкость транзистора CDS должна быть разряжена, а энергия, накопленная на этой емкости, должна быть рассеяна. Если учесть, что нако-пленная энергия равна 0,5×CDS×VDS

2, то становится ясным, что лучше всего включать MOSFET при как можно мень-шем значении VDS.

Можно заметить, что в обратноходо-вом преобразователе с жестким пере-ключением, работающем в режиме DCM, наблюдаются колебания напря-жения стока сразу после полной пере-дачи энергии во вторичную цепь и размагничивания трансформатора. Эти колебания вызываются индуктивно-стью в первичной цепи трансформато-ра LP и емкостью сток-исток CDS MOSFET. Квазирезонансная топология контро-лирует сигналы на стоке транзистора и детектирует минимум этих колеба-ний при включении MOSFET. При таком методе потери на переключение сни-жены и могут быть уменьшены за счет увеличения напряжения VDS при выклю-чении.

Не углубляясь в детали, можно ска-зать, что недостаток традиционного метода квазирезонансной коммутации заключается в увеличении частоты коммутации при уменьшении нагруз-ки, поскольку коммутация синхрони-зируется также с процессом размагни-чивания трансформатора. Последнее происходит тем быстрее, чем ниже уровень тока нагрузки. Даже если при квазирезонансной коммутации потери на переключение снижаются, работа на высокой частоте при малой нагруз-ке в таких условиях ухудшает баланс нагрузки.

Вследствие этого современные ква-зирезонансные контроллеры исполь-зуют улучшенный механизм детекти-рования минимального напряжения стока. Например, в FAN6300A имеется определенное минимальное время, равное 8 мкс, когда схема синхрони-зации блокирована. Только по истече-

Рис. 2. Временная диаграмма работы и токи в обратноходовом преобразователе с коррекцией коэффициента мощности в режиме DCM

Рис. 3. Превращение ШИМ-контроллера тока в ШИМ-контроллер напряжения

30

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

нии этого времени возможно детек-тирование следующего минимального напряжения стока. В результате про-исходит детектирование не первого, а «энного» минимума напряжения стока. Если это минимальное время ожидания увеличивается при уменьшении уров-ня обратной связи, т.е. при уменьше-нии нагрузки, то можно еще уменьшить частоту коммутации, что позволяет получить высокую эффективность при малом токе нагрузки.

СТАБИЛИЗАЦИЯ В ПЕРВИЧНОЙ ЦЕПИ

Светодиоды управляются постоян-ным током. Это обычно достигается за счет обратной связи по току с помо-щью схемы с оптической развязкой (см. рис. 1). Стандартным способом реали-зации такой схемы является исполь-зование операционных усилителей, которые нуждаются в стабилизирован-ном напряжении питания, что суще-ственно усложняет вторичную цепь. Помимо этого, оптопара — это компо-нент с ограниченным сроком службы при повышенной температуре, которая обычно наблюдается в типичных бал-ластных приложениях.

Методом, который исключает необ-ходимость использования сложной схемы во вторичной цепи и увеличива-ет срок службы устройства из-за отсут-ствия оптопары, является так называе-мая стабилизация в первичной цепи.

При таком методе используется тот факт, что два различных выходных напряжения обратноходового преоб-разователя определяются, в основ-ном, коэффициентом трансформации,

равным отношению числа витков пер-вичной и вторичной обмоток транс-форматора. Если один из выходов, ска-жем тот, который генерирует VCC для ШИМ-контроллера, стабилизирован, другие будут также относительно ста-бильными.

Когда речь идет о стабилизации выходного тока, то ситуация становит-ся немного сложнее. Базовый расчет показывает, что время включенного состояния MOSFET должно меняться пропорционально квадратному корню напряжения нагрузки, чего достичь не так просто. Если изменение напряже-ния нагрузки ограничено более узким диапазоном, как в случае светодиода, то допустима линейная аппроксимация квадратного корня напряжения. Как это реализуется, становится понятным, если рассмотреть работу полной схемы светодиодного балласта.

ПОЛНАЯ СХЕМА СВЕТОДИОДНОГО

БАЛЛАСТА

Работу реальной схемы можно рас-смотреть на примере принципиаль-ной схемы, показанной на рисунке 4. Слева показаны фильтр электромагнит-ных помех и выпрямитель. Металло-оксидный варистор (МОВ) на входе ограничивает броски напряжения линии. Конденсатор C102 после выпря-мителя имеет относительно малую емкость, чтобы обеспечить предпола-гаемое высокое значение коэффици-ента мощности. В результате, на входе реального обратноходового преобра-зователя не постоянное напряжение, а сигнал, состоящий из положительных

полуволн, повторяющий форму линей-ного напряжения.

Контроллер FAN6300A имеет встро-енную схему запуска, которая может быть непосредственно подсоединена к выпрямляемому напряжению сети. При запуске конденсатор C105 заряжа-ется примерно до 15 В, и контроллер начинает функционировать. Вместе с этим для того, чтобы ограничить рассе-ивание мощности, блокируется встро-енная схема запуска. Когда контрол-лер находится в активном состоянии и запускает MOSFET Q101, напряжение питания генерируется на соответству-ющей обмотке трансформатора через D103 и отфильтровывается на конден-саторе C111. Поскольку напряжение на последней обмотке трансформато-ра пропорционально напряжению на стоке, сигнал синхронизации для ква-зирезонансного переключения может быть сформирован из этого напряже-ния. Как упоминалось выше, входное напряжение меняется от нуля до макси-мального напряжения линии, так же как и синхронизирующий сигнал. Цепь R105 и D107 формирует стабилизированный сигнал в течение всей полуволны.

Выходное напряжение стабилизиру-ется с помощью цепи D104, R101 и Q103, а конденсатор C107 используется для частотной компенсации цепи обратной связи. Когда балласт работает в режи-ме постоянного тока, напряжение на выводе обратной связи ограничивает-ся резистором R109.

Схема, которая служит для перево-да контроллера в режим стабилизации напряжения, показана справа внизу на

Рис. 4. Полная электрическая схема светодиодного балласта с высоким коэффициентом мощности и возможностью регулировки яркости

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

31


рисунке 4. В отличие от рисунка 3, в ней конденсатор заря-жается от источника тока, который увеличивает ток заряда, когда входное напряжение, и, следовательно, VCC падает. Это обеспечивает линейное снижение времени включенно-го состояния при уменьшении выходного напряжения, что весьма точно аппроксимирует постоянный ток на выходе. Частота коммутации равна 100 кГц, что обеспечивает пере-дачу энергии с помощью трансформатора типа EF20.

Цепь R111A, R110, C108 и D106 обеспечивает защиту от пере-грузки по току для Q101 и является бездействующей в нор-мальном режиме работы. Во вторичной цепи имеются два выхода: первый (14 В/1,4 А) — для управления светодиодным модулем, второй (5 В/0,2 А) — для вентилятора, встроенного в радиатор светодиодного модуля. Их суммарная выходная мощность — 21 Вт.

Как уже было сказано, рабочий цикл должен быть практи-чески постоянным в течение полуволны сетевого напряже-ния, т.е. цепь обратной связи должна иметь низкое быстро-действие с частотой перегиба ниже 25 Гц. Это достигается с помощью достаточно высоких емкостей конденсаторов C105 и C111. Медленная реакция цепи обратной связи не явля-ется проблемой, т.к. светодиод — не слишком динамичная нагрузка.

Схема балласта была смонтирована на двух печатных платах, которые помещаются в цилиндр диаметром 48 мм и высотой 42 мм. Эти печатные платы спроектированы так, чтобы их можно было разместить на радиаторе Nuventix MR16.

При напряжении на входе 230 ВRMS и выходной мощности 21 Вт была получена эффективность 85%. Из-за относительно высокого выходного тока каскад выпрямления во вторичной цепи является одним из основных источников потерь мощно-сти. Если балласт спроектировать для работы с более высоким выходным напряжением и более низким током, эффективность слегка повысится.

Как показали измерения на схеме, коэффициент мощ-ности составил 0,98, а общие гармонические искажения входного тока — 7%. Осциллограммы входного напряжения и тока показаны на рисунке 5.

РЕГУЛИРОВКА ЯРКОСТИ

Поскольку балласт работает в режиме напряжения и имеет особую цепь обратной связи, выходная мощность пропорциональна среднеквадратичному значению входно-го напряжения. Если входное напряжение уменьшится, то выходная мощность, а точнее говоря, яркость свечения све-тодиодов также уменьшится.

Балласт был протестирован совместно с электрон-ными диммерами различных типов. Так называемые tronic-диммеры (или диммеры с отсечкой фазы), которые

предназначены для использования с электронными транс-форматорами для галогенных ламп, работают отлично, т.к. коммутирующим элементом в них является не триак, и его работа не связана с определенной величиной тока удержа-ния.

Многие стандартные диммеры на базе триака с отсечкой фазы также работают хорошо, хотя в этом случае ситу-ация сложнее. Поскольку для работы триаков требуется определенный ток удержания, который связан с минималь-ной управляемой мощностью, те диммеры, которые имеют малую величину минимальной мощности (например, в 20 Вт), подходят лучше, чем диммеры с высоким значением мини-мальной мощности. В действительности это не отличается от использования ламп накаливания с диммерами на базе триа-ка. Но поскольку 20-Вт светодиоды могут быть использованы вместо 75-Вт ламп накаливания, могут возникнуть трудности при встраивании диммера, рассчитанного на минимальную нагрузку 50 Вт.

Другой проблемой при работе с некоторыми диммера-ми может стать переходный процесс в виде затухающих колебаний («звон») на входном фильтре и конденсаторе C102, что может вызвать аварийное отключение и пере-запуск триака. В этом случае помогает гасящая цепь, состоящая из резистора номиналом 470 Ом/2 Вт, после-довательно включенного с пленочным конденсатором номиналом 100 нФ/400 В. Эту цепь следует вводить толь-ко при необходимости, т.к. она рассеивает некоторую мощность и ухудшает эффективность устройства.

ЛИТЕРАТУРА1. Michael Weirich. Triac Dimmable Primary Side Regulated Flyback //

LED Professional, Jan/Feb 2011.

Рис. 5. Осциллограммы входного напряжения (CH1) и тока (CH3) балласта


| НОВОЕ ИМЯ: TYCO ELECTRONICS СТАЛА TE CONNECTIVITY

| Фирма Tyco Electronics со штаб-квартирой в Швейцарии

решила изменить название на TE Connectivity Ltd.

Утверждение швейцарскими органами ожидается к концу

месяца. Биржевое сокращение (NYSE), а именно — TEL —

остается неизменным. По утверждению исполнительного

директора Тома Линча (Tom Lynch), новое название фирмы

лучше отражает профиль предприятия. TE Connectivity

предлагает пассивные элементы, электромеханику и ана-

логовые компоненты. В общей сложности это свыше 500

тыс. продуктов, продажи которых обеспечили годовой

оборот в размере 12,1 млрд долл.

www.elcomdesign.ru

32

WWW.ELCOMDESIGN.RU

История микросхем интегральных стабилизаторов напряжения начинается с 1967 г. С тех пор интегральные стабилизаторы напряжения являются неотъемлемой частью современной радиоэлектронной аппаратуры, характеристики которой в значительной степени опреде-ляются точностью и стабильностью питающих напря-жений. Стабилизаторы с малым падением напряжения используют в качестве регулирующего элемента биполяр-ный PNP-транзистор или полевой транзистор (одиночный либо составной). Падение напряжения в этом случае составляет десятые доли вольта, что, безусловно, расширя-ет область применения LDO-стабилизаторов.

В настоящее время в номенклатуре ON Semi несколько десятков типов LDO-стабилизаторов, отличающихся вели-чиной минимального напряжения, диапазоном рабочих выходных токов и входного напряжения, числом каналов, уровнем шумов, а также наличием дополнительных функ-ций. Каждый квартал в номенклатуре появляются новые микросхемы LDO. Целью новых разработок является: расширение номенклатуры для успешной конкуренции во всех нишах, снижение цены, а также разработка новых типов по новым технологиям для адекватной замены морально устаревших позиций.

Выпускаемые промышленностью современные LDO-стабилизаторы можно условно разделить на несколько групп в соответствии с их параметрами и областью при-менения:

– типовые с фиксированным и регулируемым выход-ным напряжением;

– экономичные (с малым статическим током);– со сверхмалым (Ultra LDO — 200 мВ и менее) падени-

ем напряжения;– прецизионные с точностью установки выходного

напряжения выше 1%;– быстродействующие (с быстрым откликом);– многоканальные (сдвоенные и т.д.);– специализированные с дополнительными сервисны-

ми функциями.Такие сервисные устройства как схемы защиты от

перегрузки по току и перегрева, а также схемы отклю-чения нагрузки при повышении и понижении выходного напряжения стабилизатора, в настоящее время являются стандартными и используются в большинстве LDO. У ста-билизаторов, предназначенных для работы в устройствах с батарейным питанием, делается защита по входу от переполюсовки и значительного превышения входного напряжения при неправильном подключении элементов питания. Ряд микросхем имеет управляющий вход On/Off (Shutdown) установки дежурного режима (Sleep Mode), в котором отключается выходное напряжение и существен-но снижается ток потребления. Во многих современных

Доминирующим направлением компании ON Semiconductor остается управление питанием (Power Management). В этой категории линейные регуляторы традиционно являются одними из самых востребованных на современ-ном рынке полупроводниковой продукции. Особым спросом пользуются линейные стабилизаторы с малым паде-нием напряжения LDO (Low DropOut), которых в номенклатуре ON Semiconductor насчитываются десятки типов. Основными преимуществами LDO-стабилизаторов напряжения ON Semi является их широкая номенклатура для различных приложений, высокое качество и надежность при невысоких ценах.

ИРИНА РОМАДИНА, менеджер по продукции компании ON Semiconductor, «Компэл»

LDO-стабилизаторы напряжения

ON Semi. Выбор и применение

Рис. 1. Номенклатура универсальных LDO-стабилизаторов напряжения ON Semi

типах LDO введена и защита от протекания обратного тока (Reverse Bias Protected). Этот нежелательный эффект воз-никает при резком падении напряжения на входе до нуля и его сохранении на выходе за счет конденсатора. В стаби-лизаторе с биполярными регулирующими транзисторами ток в этом случае начнет протекать через p-n-переход от выхода к входу. Защита реализована за счет введения дополнительного транзистора, который принудительно разряжает выходную емкость стабилизатора при уменьше-нии входного напряжения ниже порога.

КЛАССИФИКАЦИЯ LDO

По области применения LDO-стабилизаторы разделя-ются на универсальные (Multi-market) и стабилизаторы для приложений с расширенным температурным диапазоном (исполнение Automotive). LDO класса Automotive предна-значены не только для автомобильных и транспортных приложений, но и для любых приложений с жесткими условиями эксплуатации. На рисунке 1 представлена номенклатура универсальных LDO-стабилизаторов напря-жения компании ON Semiconductor.

Особый интерес представляют новые изделия, появив-шиеся на рынке в последние годы. Любое новое изделие выводится на рынок с целью либо восполнить пробел в существующей линейке, либо заменить имеющееся изде-лие новым с улучшенными параметрами, востребованны-ми в современных приложениях.

Эффективность LDO может проявляться при малом падении напряжения между входом и выходом. Другое преимущество LDO перед импульсными источниками напряжения — отсутствие импульсных помех и низкий уровень ЭМИ.

Основной сектор применения LDO — это, конечно, портативные приборы с батарейным питанием. Другой

33


сектор — вторичные источники для питания процессоров и ПЛИС, в которых требуются разные напряжения питания. В этом случае базовым источником питания устройства, например, является источник 3,3 или 5 В, а напряжения меньшего номинала формируются с помощью LDO..

СТАБИЛИЗАТОРЫ ПО ТЕХНОЛОГИИ NOCAP

На выходе первых разработанных LDO-стабилизаторов напряжения для обеспечения устойчивости работы тре-бовалась установка довольно дорогих электролитических конденсаторов Low ESR большой емкости и габаритов. По мере внедрения новых технологий LDO стали появ-ляться микросхемы, в которых не требуется установка конденсаторов Low ESR большой емкости. Вместо них достаточно было установить недорогие и более компакт-ные керамические конденсаторы малой емкости. Этот тип стабилизаторов получил название NoCap. В большинстве случаев для обеспечения устойчивости достаточно уста-новки керамических конденсаторов до 1 мкФ, которые за последнее время не только заметно подешевели, но и уменьшились в размерах. Почти все новые типы LDO не требуют установки на выходе дорогих конденсаторов Low ESR, поэтому практически все современные LDO можно условно отнести к типу NoCap. Однако в номенклатуре LDO сохранилась такая классификация. К ним можно отне-сти серию NCP552, NCP553, NCV553.

Эта серия стабилизаторов напряжения NoCap с фик-сированным напряжением предназначена для приборов с батарейным питанием, для которых важен малый ток покоя. Выходной ток стабилизатора составляет –80 мА, а ток покоя — всего 2,8 мкА. В качестве проходного элемен-та используется мощный транзистор PMOS. Имеется защи-та от перегрева. Основное достоинство этих устройств в том, что для обеспечения устойчивой работы стабили-затора достаточно установки недорогой керамической емкости на выходе. Стабилизатор может работать и без выходного конденсатора. На входе стабилизатора реко-мендуется установить керамическую емкость на 1 мкФ, а на выходе для устойчивости достаточно поставить керами-ческий конденсатор на 0,1 мкФ.

Микросхема выполнена в субминиатюрном корпусе для поверхностного монтажа типа SC-82 AB. Она поставляется в версиях с фиксированными выходными напряжениями: 1,5; 1,8; 2,5; 2,7; 2,8; 3,0; 3,3 и 5,0 В. Возможны и заказные исполнения. Дискретность установки напряжения для заказных версий составляет 100 мВ.

ПОРТАТИВНЫЕ ПРИБОРЫ С БАТАРЕЙНЫМ ПИТАНИЕМ

Это, несомненно, самый доминирующий сектор, в котором в полной мере могут реализоваться все преиму-щества LDO — малое падение напряжение, высокое быстродействие, наличие сервисных функций, различные и гибкие режимы энергосбережения. Область применения подобных устройств крайне широка — это мобильные средства связи, портативные компьютеры, устройства питания микроконтроллеров, автономные видеокамеры слежения и т.д.

ИСПОЛЬЗОВАНИЕ LDO В ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННОМ

ОБОРУДОВАНИИ

Как правило, в таком оборудовании используется AC/DC-преобразователь на выходные напряжения 5 или 3,3 В. Конструкция может содержать базовую плату и интерфейс-ные мезонинные модули. В базовой (материнской) плате используются напряжения 2,5; 2,0; 1,8 В для питания ядер ПЛИС, DSP или коммуникационных контроллеров, процес-соров или трансиверов. На каждом мезонинном модуле могут использоваться свои локальные источники LDO на 2,5/2,0/1,8 В. При невысоком потреблении тока, например,

до 50 мА, могут использоваться LDO в корпусах SOT-23 или SOT-83. На токи 150–300 мА для источников 2,5/2,0 В сле-дует применять LDO в корпусах с большей рассеиваемой мощностью.

ИСПОЛНЕНИЕ AUTOMOTIVE

Микросхемы исполнения Automotive имеют в названии типа префикс NCV. Стабилизаторы для автомобильных приложений выделены в отдельную группу, поскольку область применения накладывает на изделия ряд специ-фических требований:

– максимальное значение входного напряжения не ниже 12 В, что определяется напряжением сети питания автомобиля;

– устойчивость к кратковременным броскам напряже-ния в сети;

– широкий диапазон рабочих температур (–40…125°С);– температурный диапазон хранения –65…150°С. Некоторые продукты ON Semi для данного исполнения

имеют даже более широкий температурный диапазон. На первый взгляд, использование LDO в автомобильной элек-тронике нецелесообразно: на фоне потребляемого источ-никами света тока 10…20 А при запущенном двигателе и работе генератора экономия единиц мА не вполне оправ-дана. Но часть электроники продолжает работать и при выключенном моторе. Это сервисные системы — охранная сигнализация, часы реального времени и т.д. Для питания управляющих микроконтроллеров используются напряже-ния 3…5 В. Система должна сохранять работоспособность даже при разряде автомобильного аккумулятора ниже порогового уровня, когда энергии и тока недостаточно для работы стартера, или же когда просадка напряжения аккумулятора в момент работы стартера достигает 6 В. При больших токовых нагрузках использование LDO пробле-матично. В этих случаях лучше применять стабилизаторы напряжения на основе импульсных преобразователей.

5,0-В LDO-СТАБИЛИЗАТОР NCV4949A

С ФОРМИРОВАТЕЛЕМ СИГНАЛА RESET И ДАТЧИКОМ

ВХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Микросхема NCV4949A стабилизатора LDO на 5 В (см. рис. 2) имеет дополнительные функции, такие как формирование сигнала сброса для микроконтроллера и пороговый датчик входного напряжения. Микросхема предназначена для формирования питания встроенных микроконтроллерных бортовых систем, в частности, авто-мобильных.

Основные параметры:– диапазон входных напряжений: 5,0…28 В;– броски напряжения: до 40 В;– высокоточное выходное напряжение: 5,0 В 1%;– нагрузочная способность: до 100 мА;– падение напряжения на стабилизаторе: менее 0,4 В;– схема формирования сигнала сброса по изменению

выходного напряжения;– программируемая задержка импульса сброса;– компаратор низкого входного напряжения;– схема защиты от перегрева и КЗ на выходе.

СТАБИЛИЗАТОР NCV8508B С ДОПОЛНИТЕЛЬНЫМИ ФУНК-

ЦИЯМИ RESET, WAKEUP, WATCHDOG

Микросхема NCV8508B имеет исполнения с выходным напряжением 5,0 и 3,3 В. Это микромощный прецизион-ный LDO-стабилизатор на ток 250 мA. Логика управления микропроцессора включает сигналы сброса RESET (с задержкой), инициализации (Wakeup) и сторожевой тай-мер (Watchdog). Функция Wakeup пробуждает микропро-цессор из режима Sleep. Сигнал Wakeup формируется по таймеру Watchdog. При нормальной работе микропроцес-

34

WWW.ELCOMDESIGN.RU

сор производит регулярный сброс сторожевого таймера по входу WDI. Сигнал RESET формируется при уменьшении выходного напряжения ниже 1,0 В. Сигнал RESET активи-руется и при начальном включении питания. Задержка включения регулируется внешним резистором Rdelay. Ток покоя микросхемы: – 100мкА. Применение: модули управ-ления двигателем, электротранспорт.

Основные параметры:– выходное напряжение: версии 5,0 и 3,3 В;– точность выходного напряжения: ±3,0%; – выходной ток: 250 мА;

– ток покоя не зависит от нагрузки: 100 мкА;– защита: от перегрева, короткого замыкания, бросков

входного напряжения до 45 В.На рисунке 3 показаны временные диаграммы сигна-

лов, формируемых на выводах микросхемы.

МИКРОСХЕМА NCV8537 С ФУНКЦИЕЙ POWER GOOD

Микросхема LDO-стабилизатора NCV8537 обеспечи-вает выходной ток 500 мА. Она является модификацией популярной микросхемы NCV8535, сохраняя все лучшие качества предшественника, в т.ч. высокую точность, отлич-ную стабильность работы, низкий уровень выходного шума, защиту от протекания обратного тока. В данной модификации добавлена дополнительная сервисная функ-ция — выходной сигнал Power Good пороговой схемы мониторинга выходного напряжения. Если напряжение становится ниже порога, на выходе PG появляется низ-кий логический уровень. Диапазон входных напряжений: 2,9…12 В.

Микросхема доступна в исполнениях с выходными напряжениями 1,8; 2,5; 3,3; 5,0 В, а также с регулировкой выходного напряжения. Корпус DFN10.

Области применения:– сетевые телекоммуникационные устройства, DSL/

ка бельные модемы;– аудиосистемы для автомобильных приложений;– навигационные системы;– спутниковые ресиверы.

МНОГОКАНАЛЬНЫЕ LDO

Двухканальный 3,3-В микромощный стабилизатор

CS8363 с формирователями сигналов ENABLE и RESET

На рисунке 4 показана схема применения двухканаль-ного стабилизатора CS8363. После подачи напряжения на вход стабилизатора в нем формируется импульсный сигнал начального сброса микроконтроллера, и подается питание по основному каналу. Второй канал стабилизатора обеспечивает питание периферийных устройств, под-ключаемых к микроконтроллеру. Напряжение на выходе этого канала регулируется. Включение канала питания производится по сигналу ENABLE, формируемому микро-контроллером.

Рис. 3. Диаграмма сигналов управления в режимах PowerUp, Sleep Mode и Normal

Рис. 2. Структура LDO-стабилизатора NCV4949A

Рис. 4. Схема применения стабилизатора CS8363 в структуре микроконтрол-лера

35


Как можно заметить, в данном типе LDO рекомендуется установка на выходах конденсаторов Low ESR довольно большой емкости — 10 мкФ. В настоящее время на рынке доступны недорогие керамические конденсаторы емко-стью 10–20 мкФ, которые можно устанавливать вместо дорогих танталовых или ниобиевых Low ESR.

Двухканальный NCP4672 стабилизатор с формиро-

ванием сигналов сброса

NCP4672 имеет два детектора для фиксации напряже-ния на входе и выходе стабилизатора, что позволяет фор-мировать требуемую последовательность подключения питания для микросхем, в которых используется несколь-ко разных источников напряжения, например, для питания ядра и периферии.

На входах и выходах стабилизатора можно устанавли-вать недорогие керамические конденсаторы емкостью 0,1 и 4,7 мкФ.

Трехканальный CMOS LDO NCP4523 для питания

ВЧ-модулей

Стабилизаторы серии NCP4523 являются многока-нальными стабилизаторами с различными напряжения-ми на выходе и высокой нагрузочной способностью. Токи выходов: 200; 100; 100 мА. Эта серия характеризу-ется низким уровнем шума выходных сигналов, низким собственным потреблением, высокой степенью пода-вления импульсных помех. Каждый из трех отдельных модулей содержит свой источник опорного напряжения и резистивный делитель для установки уровня выходно-го напряжения. Каждый канал имеет защиту от коротко-го замыкания на выходе и вход разрешения. Установка резистивных делителей производится лазерной подгон-кой в процессе производства.

Области применения:– питание сотовых телефонов GSM, CDMA и систем пер-

сональной связи;

Таблица 1. Номиналы выходных напряжений и маркировка стандартных версий NCP4523

УстройствоСерийный номер для

напряжения

Выходное напряжение, ВМаркировка

VR1 VR2 VR2

NCP4523G1T1 1 2,8 B01A

NCP4523G3T1 3 3,0 B03A

NCP4523G20T1 20 2,35 2,8 B20A

– питание видеокамер, цифровых камер;– питание батарейных приборов.Заводская установка резистивного делителя опреде-

ляется кодом заказа. В таблице 1 указаны маркировки для трех стандартных версий микросхемы.

Пятиканальный LDO MC33765

Микросхема MC33765 имеет пять независимых кана-лов LDO-стабилизаторов напряжения с ультранизким уровнем выходного шума. Корпус TSSOP-16 предна-значен для поверхностного монтажа. Выходные напря-жения для всех каналов стабилизаторов MC33765 — одинаковые, 2,8 В. Нагрузочная способность по току — различная, до 150 мА (4-й канал). Падение напряжение составляет около 0,11 В для максимально-го тока. Очень низкий ток покоя (5,0 мкA в состоянии OFF и 130 мкA — в ON). Канал 3 имеет очень низкий уровень выходного шума. Этот канал можно использо-вать для питания схемных модулей, чувствительных к уровню шума на шине питания. Для всех каналов реа-лизована защита от короткого замыкания на выходах, имеется также защита от перегрева кристалла. Каждый канал имеет свой сигнал управления активным состоя-нием. Сигнал Shutdown — общий для всех каналов.

Диапазон входных напряжений: 3,0…5,3 В (три батареи с максимальным напряжением до 1,8 В) и до 3,0 В.

36

WWW.ELCOMDESIGN.RU

LDO-СТАБИЛИЗАТОРЫ СЕРИИ NCP4587X С ТРЕМЯ РЕЖИ-

МАМИ МИКРОПОТРЕБЛЕНИЯ

Микросхемы серии NCP4587x ориентированы на сектор мобильных устройств с батарейным питанием и сверх-малым энергопотреблением. В данной микросхеме добав-лены новые функции для более эффективного управления энергопотреблением. Микросхема имеет три режима энергопотребления: дежурный (спящий) режим Standby — 0,1 мкA; малого потребления — 1,0 мкA; номинального потребления — 55 мкA.

Диапазон потреблений в различных режимах составля-ет почти три порядка! Имеется и возможность внешнего управления режимами. Режимный вход AE — разреше-ние автоматического переключения в Fast Response по заданному фиксированному порогу. В режимах энерго-сбережения со сверхмалым потреблением динамическое потребление тока отсутствует — стабилизатор работает в режиме Slow Response, обеспечивающем малый собствен-ный ток. При потреблении выше 3 мА стабилизатор пере-ключается в режим Fast Response с несколько большим собственным потреблением, обеспечивающим требуемый уровень отработки динамики выходного тока.

Во втором случае микроконтроллер может самостоя-тельно управлять включением этого режима, что предо-ставляет дополнительные возможности по экономии энергопотребления. Например, ток может превысить 3 мА, но характер его потребления статический, при котором не требуется динамика. Микроконтроллер, зная об этом, не включает режим с большим собственным потреблением.

Стабилизатор имеет малый уровень шума выходного сиг-нала. Реализована защита от протекания обратного тока — имеется внутренний разрядный транзистор с выхода на вход.

Основные параметры:

– выходной ток: 150 мA;– диапазон входных напряжений: 1,4…5,25 В;– диапазон выходных напряжений: 0,8…4,0 В (возможна

заводская установка любого напряжения в этом диапазоне с шагом 0,1 В);

– падение напряжения: 120 мВ при 150 мА (Vout > 2,6 В);– точность установки выходного напряжений: 1%

(VOUT > 2 В, TJ = 25°C);– корпуса: 1,2×1,2 мм XDFN, SC-70 или SOT23. Стабилизаторы на типовые напряжения:NCP4587DMU12TCG — 1,2 В;NCP4587DMU18TCG — 1,8 В;NCP4587DMU28TCG — 2,8 В;NCP4587DMU30TCG — 3,0 В;NCP4587DMU33TCG — 3,3 В.

LDO-СТАБИЛИЗАТОР CAT6217 CMOS СО СВЕРХНИЗКИМ

ПАДЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ 90 МВ

Стабилизатор CAT6217 обеспечивает очень быстрое время реакции на изменение тока в нагрузке и малое время

перехода в активный режим — 150 мкс. Малое время вклю-чения позволяет использовать дополнительный проходной конденсатор для уменьшения уровня выходных шумов.

CAT6217 предназначен для использования в батарей-ных приборах с питанием 2,3…5,5 В. Внутренняя блоки-ровка отключает нагрузку при уменьшении напряжения ниже 2,1 В. Точность установки выходного напряжения CAT6217 — около 1%. Стабильность работы обеспечивает керамический выходной конденсатор 1 мкФ, что позволяет уменьшить площадь на плате и стоимость компонентов. Низкопрофильный (макс. высота — 1 мм) пятивыводной корпус TSOT-23.

Основные параметры:– выходной ток: 150 мA; – падение напряжения: 90 мВ при 150 мA;– стабильность при установке керамического конден-

сатора 1 мкФ на выходе;– внешний проходной конденсатор на 10 нФ для умень-

шения шумов;– низкий ток потребления в режиме Shutdown — менее

1 мкА;– варианты исполнения по выходному напряжению на

1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 2,85; 3,3 В.

МАЛОШУМЯЩИЙ LDO NCP508

Этот тип стабилизатора ориентирован на применения, в которых необходимо обеспечить высокий уровень фильтрации выходного напряжения, например, для ВЧ-подсистем мобильных связных устройств, а также систем с VCO и ФАПЧ. Стабилизатор NCP508 обеспечива-ет выходной ток 50 мА, имеет малое время перехода в активное состояние и высокий уровень подавления пуль-саций напряжения на выходе, защиту от КЗ на выходе и перегрева. Регулирующий элемент — PMOS-транзистор. На выходе достаточна установка только керамического конденсатора.

Микросхема выпускается в корпусах SC-88A и WDFN6 (1,5×1,5 мм). Стандартные напряжения: 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0, и 3,3 В. Возможен заказ исполнений с другими выходными напряжениями. Шаг установки напряжений для заказных исполнений — 100 мВ.

Основные параметры:– уровень шумов: 39 мкВ (rms); – уровень подавления пульсаций: 70 дБ на 1 кГц;– падение напряжения: 140 мВ при токе 30 мА;– время включения: 20 мкс.

NCP96X И LDO-СТАБИЛИЗАТОРЫ НА 1000 МА

Универсальный LDO-стабилизатор с током нагрузки 1 А использует в качестве регулирующего элемента полевой транзистор. Выпускается в трех модификациях: без сигна-ла подключения нагрузки (NCP960) и с наличием такого сигнала высокого (NCP961) и низкого (NCP962) уровней. Отличительной особенностью является наличие транзи-стора (Active Discharge), подключающего выход схемы на землю для форсированного разряда выходного конден-сатора при отключении нагрузки. Имеются встроенные защиты: от перегрева кристалла и ограничение тока в нагрузке (защита от КЗ).

Дополнительные выходы (флаг ошибки, сброс по вклю-чению питания) отсутствуют. Стабилизатор выполнен в шестивыводном корпусе DFN6 размером 3,3 мм.

ЛИТЕРАТУРА1. Е. Звонарев. Стандартные линейные и LDO-стабилизато-

ры On Semiconductor//Новости электроники. №10. 2008.2. И. Ромадина. Новые универсальные LDO-стабилизаторы

компании ON Semiconductor//Электронные компоненты. №8. 2009.

Рис. 5. Структура LDO серии NCP4587x с тремя режимами микропотребления

37


Большое количество предлагаемых на рынке неизо-лированных DC/DC-преобразователей имеет разные опции, соответствующие источникам питания. У разра-ботчиков есть выбор между функционально закончен-ными модулями DC/DC-преобразователей и встраивае-мыми решениями на основе ИС. Из-за стоимости и по ряду других причин встраиваемые решения становятся более популярными. Однако выбор оптимального встра-иваемого DC/DC-преобразователя является непростой задачей.

Даже если разработчик ограничивается поиском тре-буемого решения среди изделий одного-единственного поставщика, ему приходится выбирать наилучшую комбинацию ИС и поддерживающих ее компонентов. При заданном наборе требований к входным и выход-ным параметрам источника питания отыщется более 50 возможных решений. Чтобы определить, какой из вариантов решений лучше всего подходит для конкрет-ного приложения, разработчикам следует определить приоритеты для источников питания, например, такие как низкая стоимость, небольшое посадочное место или высокая эффективность.

К сожалению, эти приоритеты часто конфликту-ют друг с другом, что усложняет поиск правильного решения. Для решения таких проблем поставщики полупроводниковых компонентов разрабатывают довольно сложные инструменты выбора требуемых изделий, выходящие за пределы простого параме-трического поиска и справочных таблиц и переходя-щие в область проектирования источников питания. Примером таких инструментов является программ-ный продукт WEBENCH Visualizer кампании National Semiconductor, позволяющий в режиме реального времени сравнивать большое количество вариантов различных источников питания. WEBENCH Visualizer представляет результаты поиска в графическом виде, что позволяет быстро найти компромисс среди мно-гих вариантов решений. Описанный в статье пример выбора DC/DC-преобразователя демонстрирует воз-можности данной программы.

ОГРАНИЧЕНИЯ ИНСТРУМЕНТОВ ВЫБОРА ИС

Перед началом проектирования источника питания инженер должен определиться с такими технически-ми параметрами как диапазон входных напряжений (VIN min, VIN max), выходным напряжением VOUT и током нагрузки IOUT. Затем разработчик должен выбрать регу-лятор напряжений. Это делается при помощи каталога параметров. Хороший каталог, представленный на веб-сайте производителя, позволяет провести поиск по первоначально указанным параметрам, таким как частота переключения, тип корпуса и другие типичные характеристики. Однако и после этого пользователю

При выборе микросхем управления питания у разработчика зачастую разбегаются глаза от разнообразия вари-антов. Описанный в статье алгоритм выбора, созданный в National Semiconductor, поможет принять инженеру правильное решение.

ДЖЕФФ ПЕРРИ (JEFF PERRY), инженер, National Semiconductor

Выбор наилучшего

DC/DC-преобразователя

предстоит выбор из большого количества вариантов. Более того, жестко заданные значения параметров не могут определить все требования, поскольку они отно-сятся к регулятору, а не ко всему источнику питания.

Например, в случае понижающих преобразователей, когда выходное напряжение незначительно отличается от входного, падение напряжения на источнике питания может оказаться слишком большим для поддержания заданного выходного напряжения в пределах диапазо-на рабочих характеристик регулятора. Такое падение напряжения следует рассчитать для каждого значения напряжения питания из списка. Для повышающих преоб-разователей пиковый ток переключения является функ-цией минимального входного напряжения, выходного напряжения и кпд регулятора. Эту величину также следу-ет вычислить для каждого значения напряжения питания из списка.

Для контроллеров следует подобрать подходящие полевые транзисторы, соответствующие заданным в при-ложении значениям напряжения и тока, сохранив при-емлемую эффективность источников питания. И в этом случае расчет ведется для каждого рассматриваемого варианта. И, наконец, пользователю желательно знать ключевые параметры выбранной модели, такие как пере-чень материалов и компонентов, из которых изготовлено изделие (ВОМ), посадочное место, эффективность и стои-мость каждого варианта.

Определение всех этих параметров занимает немало времени. Необходимо выбрать ВОМ и провести расчеты токов и величины рассеяния мощности для всех возможных вариантов. Таким образом, для прове-дения хорошего параллельного сравнения вариантов по значимым параметрам моделей требуется большой объем работы. WEBENCH Visualizer кампании National Semiconductor автоматизирует процесс расчета зна-чимых параметров, необходимых для параллельного сравнения. Эта программа использует для определения ВОМ и расчета рабочих характеристик оптимизирован-ные алгоритмы, что позволяет получить интересующие данные в течение нескольких секунд и сравнить мно-гие варианты моделей источников питания в реальном масштабе времени.

ПРИМЕНЕНИЕ WEBENCH VISUALIZER

Для примера рассмотрим приложение, требующее применения понижающего преобразователя с входным диапазоном напряжений 14…22 В, выходным напря-жением 3,3 В при токе 2 А. На рисунке 1 показана диа-грамма, на которой приведены расчетные значения посадочного места компонента, эффективность и стои-мость ВОМ для 48 различных вариантов источников питания, удовлетворяющих таким входным и выходным критериям.

38

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Следует заметить, что модели с небольшими посадоч-ными местами, как правило, отличаются низкой эффек-тивностью, а модели с высоким кпд характеризуются большой площадью посадочного места. Это происходит из-за разницы в частоте переключения. Если увязать раз-мер круга с частотой переключения, получится диаграм-ма, показанная на рисунке 2.

Из рисунка видно, что большая часть моделей, обладающих более высокой частотой переключения (большой размер кругов), находится в нижнем левом углу диаграммы, где расположены источники питания с небольшими размерами посадочных мест, но низкой эффективностью. Если посмотреть в верхний правый угол диаграммы, где расположены модели с большими размерами посадочных мест и с высокой эффектив-ностью, то можно увидеть, что частота переключения ниже (круги меньших размеров). Такие результаты напрямую связаны с потерями на переключение по переменному току.

На рисунке 3 показаны диаграммы тока и напряже-ния в полевом транзисторе за период переключения типового регулятора понижающего преобразователя. В течение времени нарастания и спада, когда ключ включается и выключается, напряжение и ток через транзистор не равны нулю. При этом происходит рас-сеяние мощности, равное произведению тока на напря-жение, как это показано на рисунке оранжевыми пря-моугольниками. Времена спада и нарастания сигнала почти не зависят от частоты переключения и являются

Рис. 1. Диаграмма эффективности, величины посадочного места и стоимости ВОМ для 48 вариантов источников питания

Рис. 2. Диаграмма эффективности, величины посадочного места и частоты переключения для 48 вариантов источников питания

Рис. 3. Диаграмма потерь на переключение в виде функции от времени спада и нарастания. Оранжевые прямоугольники показывают зоны рассеяния мощно-сти, где ток и напряжение не равны нулю. При снижении частоты переключе-ния процентная доля этих зон в периоде переключения уменьшается

Ось у диаграммы соответствует величине посадочного места компонента, ось х — эффективности, а размер кру-гов соответствует стоимости ВОМ. Полученные результаты существенно различаются: площадь посадочного места варьируется в диапазоне 286—752 мм2, эффективность — 77—91%, а стоимость ВОМ — 2,46—5,52 долл.

39


практически постоянной величиной. С ростом частоты и уменьшением периода переключения времена спада и нарастания занимают все большую часть периода переключения, что ведет к снижению эффективности. И, наоборот, чем меньше частота переключения и длиннее его период, тем меньшую часть периода пере-ключения занимают времена спада и нарастания, а эффективность выше.

На низких частотах переключения необходимо опти-мизировать размер посадочного места компонента. В основном, он определяется размером катушки индук-тивности. Как показано на рисунке 4, пульсирующий ток через катушку, а, значит, и пиковый ток переключе-ния пропорциональны времени включения и обратно пропорциональны индуктивности в соответствии с уравнением:

,

где dI — пульсирующий ток через катушку индуктив-ности; L — индуктивность; V — напряжение, прило-

женное к катушке; t — время включения ключа. При уменьшении частоты время включения увеличивается, и пиковый ток переключения также возрастает при условии, что индуктивность осталась неизменной. Для поддержания заданного значения пикового тока пере-ключения индуктивность необходимо увеличить, что ведет к росту посадочного места катушки индуктив-ности.

Из рисунка 2 видно, что самые подходящие модели расположены в нижнем правом углу, поскольку именно в этой области находятся источники питания с высокой эффективностью и малыми размерами посадочных мест. Но, этого трудно достичь из-за фундаменталь-ных противоречий. Анализируя рисунок, можно также отметить еще одну закономерность: если двигаться в направлении нижнего левого угла, размеры посадочных мест моделей становятся меньше, а их цена снижается. В основном, это связано с тем, что при снижении разме-ров пассивных компонентов они становятся дешевле.

Поскольку многие регуляторы напряжения имеют регулируемую частоту, можно оптимизировать работу

Рис. 4. Для поддержания пикового тока постоянным при снижении частоты переключения индуктивность следует увеличивать. Это ведет к увеличению поса-дочного места катушки индуктивности

Рис. 5. Диаграмма, показывающая оптимизацию моделей источников питания по критерию высокой эффективности. Ось у диаграммы соответствует величи-не посадочного места компонента, ось х — эффективности, а размер кругов показывает стоимость ВОМ

40

WWW.ELCOMDESIGN.RU

источника питания, устанавливая более низкую часто-ту переключения и выбирая пассивные компоненты с меньшим рассеянием мощности, что повышает эффек-тивность. В такой программе как WEBENCH Designer этот выбор осуществляется при помощи одной кнопки, пред-назначенной для проведения оптимизации и достижения высокой эффективности.

На рисунке 5 показана линейка моделей, выбранных по критерию высокой эффективности. Из рисунка видно, что многие современные модели имеют эффективность 90—93%. В то же самое время диапазон варьирования размеров посадочных мест компонентов также увели-чился, и его верхняя граница составляет 1800 мм2. При высокой эффективности с этим обстоятельством при-ходится мириться. Несколько моделей в правой части рисунка, характеризующихся высокой эффективностью, использует контроллеры с внешними полевыми транзи-сторами.

Такие модели могут быть эффективными за счет выбора полевых транзисторов с низким сопротивле-нием RDS(ON), что позволит снизить потери по посто-янному току. При этом потери по переменному току будут небольшими благодаря низкой частоте пере-ключения. Однако при этом из-за трудностей выбора полевых транзисторов могут усложниться схемы контроллеров по сравнению со схемами с интегриро-ванными ключами, а также сложнее станет разводка печатной платы.

Модели в правой части рисунка имеют во вторичной цепи синхронные ключи, реализованные на полевых транзисторах, а не на диодах Шоттки. У полевых тран-зисторов с низким значением RDS(ON) меньше рассеи-вается мощность по сравнению с диодами, у которых высокий фиксированный уровень падения напряжения в диапазоне 0,4…0,5 В при токах и напряжениях, харак-терных для работы данных моделей.

Если сместиться в левую часть диаграммы в сто-рону снижения эффективности, можно заметить, что некоторые модели не соответствуют общей тенденции уменьшения размеров посадочных мест. Это связано с тем, что данные модели используют компоненты, которые работают с фиксированной частотой, превы-шающей частоту для моделей в правой части диаграм-мы. Можно также отметить группу моделей в верхнем левом углу, использующих ключи, которые изготовлены по устаревшим технологиям и имеют низкую эффектив-ность и большие размеры посадочных мест. Данные модели до сих пор считаются востребованными, поскольку некоторые пользователи успешно исполь-зуют их на протяжении долгого времени, даже идя на очевидные жертвы в виде низкой эффективности и больших габаритов.

В противоположном конце спектра можно найти моде-ли с малым размером посадочных мест. На рисунке 6 показаны результаты такого типа оптимизации, прове-денной при увеличении частоты и выборе компонентов меньшего размера. Из рисунка видно, что в результате этой оптимизации размеры посадочных мест действи-тельно уменьшились до 244 мм2. В то же время эффектив-ность самой миниатюрной модели уменьшилась прибли-зительно до 72%.

После анализа всех вариантов источников питания для нашего примера были определены пределы опти-мизации по критериям размеров посадочных мест, стоимости и эффективности. Эти результаты представ-лены в таблице 1.

Как видно из этих результатов, основные отмеченные выше тенденции остались в силе. Модель с минимальным размером посадочного места имеет наименьшую эффек-тивность, а самая высокая эффективность — у модели максимальных размеров. При этом самая дешевая модель занимает некое промежуточное положение.

Задача разработчика заключается в выборе наилуч-шей модели или в поиске компромисса между параме-трами. Таким образом, очевидно, что применение совре-менных средств визуализации и оптимизации, например WEBENCH Designer компании National Semiconductor, позволяет разработчику источников питания быстро проанализировать огромное количество вариантов и найти требуемую модель в течение нескольких минут. В противном случае для решения этой задачи могло бы понадобиться много дней работы, если это вообще было бы возможно.

Рис. 6. Диаграмма, показывающая оптимизацию моделей источников питания по критерию малого размера посадочного места. Ось у диаграммы соответству-ет величине посадочного места компонента, ось х — эффективности, а размер кругов показывает стоимость ВОМ

Таблица 1. Варианты моделей понижающего преобразователя с одним оптими-зируемым параметром

Оптимизируемый параметр

Размер посадоч-ного места, мм

2 Эффективность, %Стоимость ВОМ, долл.

Минимальный размер поса-

дочного места244 72 2,69

Минимальная стоимость 425 80 2,31

Максимальная эффективность 1246 93 5,06

42

ИС

ТО

ЧН

ИК

И П

ИТА

НИ

Я

WWW.ELCOMDESIGN.RU

В статье подробно рассмотрены популярные топологии силовых пре-образователей: обратноходовая, прямоходовая, мостовая, полумосто-вая и резонансная. Для каждой из них указаны области применения. Приведены поясняющие схемы и комментарии. Статья представляет собой сокращенный перевод [1].

ВЫБОР ТОПОЛОГИИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯФРЭНК КЭСЕЛ (FRANK CATHELL), инженер по применению, ON Semiconductor

Когда речь заходит о выборе схемы силового каскада, многие в первую очередь интересуются выходной мощ-ностью. Этот критерий, разумеется, очень важный, но не единственный. Конечно, вряд ли кто-то использует мостовую схему, например в 10-Вт преобразователе, но не всегда зада-ча выбора столь проста, как может показаться. Помимо выходной мощно-сти важны входное и выходное напря-жения, выходной ток, тип нагрузки, требуемая энергоэффективность, мас-согабаритные показатели, изолиро-ванный или неизолированный преоб-разователь.

Рассмотрим наиболее часто встре-чаемые конфигурации силового каска-да: прямоходовой, обратноходовой, пушпульный, полумостовой, мостовой, резонансные схемы.

ОБРАТНОХОДОВОЙ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

Обратноходовой преобразователь (ОП) (как и прямоходовой преобразо-ватель, ПП) довольно часто встречается при мощностях менее 1 кВт. Одно из его достоинств — очень простая схема (см.

Рис. 1. Базовая топология обратноходового преоб-разователя

Рис. 2. Базовая схема ОП с двумя ключами

рис. 1). Ключевым элементом преобра-зователя является трансформатор, хотя в данном случае он играет роль нако-пителя энергии и выполняет функции дросселя — при закрытом ключе вто-ричная обмотка отдает в нагрузку энер-гию, которая запасалась при открытом ключе, когда первичная обмотка была подключена к сети.

В приведенной схеме обеспечивает-ся гальваническая развязка между пер-вичной и вторичной цепями. ОП удобно применять, когда требуется обес печить высокое выходное напряжение при относительно малом токе. Конечно, можно использовать эту схему и при низких напряжениях и высоких токах, но следует иметь в виду, что ОП свой-ственны большие токовые пульсации и пиковые токи, поэтому к компонентам фильтра на низкой стороне предъявля-ются повышенные требования, отчего их стоимость возрастает. Велики также и пульсации напряжения, поэтому выходной сглаживающий фильтр лучше выбрать типа «пи».

При коэффициенте заполнения 50% амплитуда пульсаций тока через выходной конденсатор примерно в 1,6 раза превышает выпрямленный ток нагрузки. Поэтому эквивалент-ное последовательное сопротивле-ние (ESR) этого конденсатора должно быть невелико. Это означает, что для надежной работы следует включить параллельно до 5 электролитиче-ских конденсаторов или использо-вать дорогостоящие керамические конденсаторы. Но, скорее всего, при-дется использовать хотя бы один электролитический конденсатор, причем его сопротивление должно быть достаточно небольшим, чтобы сохранить устойчивость преобразо-вателя. Поэтому при больших выход-ных токах, например, 5 В, 10 А, следует отдать предпочтение ПП.

Индуктивность рассеяния первич-ной обмотки трансформатора должна быть как можно меньше. При откры-том ключе в ней запасается энергия, которая не передается во вторичную обмотку и при закрытии ключа вызы-вает всплески перенапряжения, из-за которых приходится выбирать ключ

с повышенным максимально допу-стимым напряжением и использовать снабберные цепочки. Последние сни-жают энергоэффективность преобра-зователя.

Следует отметить еще один недо-статок ОП — отношение пикового зна-чения тока к среднему существенно больше, нежели в других топологиях, поэтому приходится выбирать силовой ключ, величина максимально допусти-мого тока которого больше, чем в дру-гих преобразователях, что увеличивает стоимость ключа. Ток ключа в ОП в 1,5—2 раза больше, чем в ПП и полумо-стовом преобразователе. Ток в выпря-мительном диоде в 3—4 раза больше, чем средний ток.


ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ДВУМЯ

СИЛОВЫМИ КЛЮЧАМИ

Если не удается уменьшить индук-тивность рассеяния или снабберной цепочки недостаточно, чтобы снизить перенапряжения, применяется схема из двух силовых ключей на высокой стороне (см. рис. 2). Отметим, что в этом случае повышается и эффективность преобразователя, т.к. энергия, запасен-ная в индуктивности рассеяния первич-ной обмотки, не рассеивается в снаб-берной цепи, а передается обратно во входной конденсатор. Двухключевая схема позволяет выбрать силовой ключ с меньшим максимально допустимым напряжением. При этом потери в двух последовательно включенных ключах с меньшим максимально допустимым напряжением примерно такие же или даже меньше, чем в более высоковольт-ном ключе.

К недостаткам можно отнести усложнение схемы, ограничение величины коэффициента заполне-ния (менее 50%). Соотношение вит-ков должно быть выбрано так, чтобы напряжение на вторичной обмотке достигло требуемой величины, пре-жде чем напряжение на первичной обмотке достигнет уровня, при кото-ром диоды D1 и D2 начнут проводить. Иначе запасенная энергия начнет воз-вращаться во входной конденсатор, а не поступать в нагрузку.

ИС

ТО

ЧН

ИК

И П

ИТА

НИ

Я

43


ОП может работать в режимах непрерывного 1 или прерывистого токов 2. Однако сейчас становится попу-лярен специальный случай режима прерывистого тока, так называемый режим критической проводимости 3 или режим граничной проводимости 4. Это компромиссный режим с некото-рыми интересными особенностями, и он довольно легко реализуется в одно-ключевой схеме.

В режиме DCM ток через дроссель выходной цепи уменьшается до нуля в период, когда силовой ключ Q1 закрыт. Фактически в этот момент ни через один элемент преобразователя не про-текает ток, и его можно назвать «мерт-вым временем». В режиме CCM ток постоянно протекает через дроссель при любом состоянии силового ключа. В этих режимах преобразователь работа-ет при постоянной частоте коммутации. Режим CRM является граничным между описанными выше. Как и в DCM, ток в дросселе спадает до нуля, но «мертвое время» отсутствует. Для достижения граничного режима варьируется время закрытого и открытого состояний ключа — преобразователь работает на переменной частоте и зависит, в част-ности, и от индуктивности дросселя, и от максимально допустимого пикового тока, который задается управляющим контроллером.

На рисунке 3 показано напряжение сток-исток силового MOSFET в различ-ных режимах. Заметьте, что в режиме CRM/BCM открытие MOSFET проис-ходит в момент первого колебания в нижней точке кривой (valley), после того как энергия сердечника транс-форматора уменьшилась до мини-мума. При этом коммутация проис-ходит при минимальном напряжении на ключе, и потери на коммутацию уменьшаются. По существу, наблюда-ется квазирезонансный режим (QR). Такой метод коммутации позволяет увеличить энергоэффективность пре-образователя.


ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ В РЕЖИМЕ

ПРЕРЫВИСТОГО ТОКА DCM

Этот режим достаточно просто реа-лизовать. Частота коммутации фикси-рована, передаточная характеристика имеет один полюс, и полоса пропуска-ния обратной связи может быть доста-точно большой и легко компенсиро-ваться. Габариты трансформатора в этом режиме минимальны, т.к невели-ки и требования к индуктивности рас-сеяния первичной обмотки при усло-

вии, что выходной ток относительно не велик.

Отметим, что ток в выходном диоде спадает до нуля еще до того, как откро-ется силовой ключ на высокой стороне, поэтому отсутствуют шумы коммута-ции диода и потери на восстановление, которые происходят при запирании диода обратным напряжением.

К сожалению, пиковые токи в этом режиме очень велики, больше чем в остальных режимах. Соответственно, нужно выбирать силовой ключ и выход-ной диод с большими максимально допустимыми токами. Повышаются и требования к выходному конденсатору из-за больших значений пульсирующе-го тока в нем — потребуется выбрать конденсатор лучшего качества с малым ESR. ОП в этом режиме следует приме-нять при выходной мощности не более 100 Вт. В случае, когда требуется полу-чить источник с большим выходным напряжением, ОП в этом режиме можно использовать вплоть до выходной мощ-ности 1 кВт, но следует обратить внима-ние на выбор компонентов.



ГРАНИЧНОЙ ПРОВОДИМОСТИ

CRM/BCM

Режим используется для оптимиза-ции ОП. В этом режиме время между проводящим состоянием силово-го ключа и выпрямительного диода сокращается до минимума (напомним, что частота коммутации варьирует-ся), и уменьшается кратность пико-вого тока по отношению к среднему. Трансформатор из-за увеличенного числа витков может быть чуть больше, чем в режиме прерывистого тока, т.к. в режиме CRM/BCM при максимальной нагрузке и меньшем входном напря-жении ОП работает и при меньшей

частоте. Квазирезанонансный режим коммутации и отсутствие потерь на восстановление в выпрямительном диоде повышают эффективность ОП в большинстве приложений с малым выходным током.

С первого взгляда может показаться, что работа при переменной частоте коммутации создаст проблемы с филь-трацией электромагнитных помех, но, как показывает опыт, опасения напрас-ны, т.к. при уменьшении потерь обычно уменьшаются и помехи. В этом режиме очень просто реализовать синхрон-ное выпрямление, а значит, еще боль-ше снизить потери. Граничный режим может оказаться неприемлемым в слу-чае необходимости синхронизации от внешнего источника частоты.



НЕПРЕРЫВНОГО ТОКА CCM

Эта топология используется, когда требуется снизить пульсации тока в выходном конденсаторе и получить минимальное соотношение между пиковым и средним токами силового ключа и выпрямительного диода. ОП мощностью меньше 20 Вт выпускаются в виде микросхемы. Из-за минимально-го тока MOSFET он может быть реализо-ван на одном кристалле с управляющей схемой.

Этот режим полезен при больших выходных мощностях свыше 100 Вт. Следует учесть, что в момент запира-ния выпрямительного диода ток в нем продолжает протекать, поэтому неиз-бежны потери на обратное восстанов-ление. Чтобы уменьшить их, реко-мендуется применять диоды Шоттки. Ультрабыстрые диоды при запирании генерируют высокочастотный шум и потому лучше их не использовать. Открытие силового ключа происхо-

1 В англоязычной транскрипции: continuous-conduction mode (CCM).2 В англоязычной транскрипции: discontinuous-conduction mode (DCM).3 В англоязычной транскрипции: critical-conduction mode (CRM).4 В англоязычной транскрипции: borderline-conduction mode (BCM, или boundary-conduction mode).

Рис. 3. Напряжение сток-исток силового MOSFET в различных режимах

44

ИС

ТО

ЧН

ИК

И П

ИТА

НИ

Я

WWW.ELCOMDESIGN.RU

дит в момент, когда протекает ток во вторичной обмотке трансформатора, поэтому и ток в силовом ключе уста-навливается скачком, а потом начинает плавно нарастать.

В передаточной функции системы желательно избегать нуля в правой полуплоскости, иначе придется прибег-нуть к сложной схеме компенсации и уменьшить полосу пропускания обрат-ной связи, что негативно скажется на переходных процессах в ОП.

ПРЯМОХОДОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

Прямоходовой преобразователь практически всегда является понижа-ющим. Силовой ключ на первичной стороне и выпрямительный диод на вторичной одновременно проводят ток, т.е. через трансформатор пере-дается униполярный импульс напря-жения, поэтому чтобы избежать насы-щения сердечника трансформатора, коэффициент заполнения не должен превышать 0,5. При этом условии в момент паузы сердечник трансформа-тора успевает размагнититься.


С РАЗМАГНИЧИВАЮЩЕЙ ОБМОТКОЙ

Возможно несколько вариантов построения схемы первичной стороны ПП. На рисунке 4 представлен один из них. В этой схеме для размагничивания сердечника трансформатора во время выключения силового ключа исполь-зуется специальная размагничиваю-щая обмотка, число ее витков обычно такое же, как у первичной обмотки. Максимальный коэффициент заполне-ния — менее 0,5.

Обратите внимание — при закрытии силового ключа к нему прикладывает-ся двойное напряжение входной сети. Это обстоятельство, а также выбросы напряжения из-за энергии, запасенной в индуктивности рассеяния, должны учитываться при выборе максималь-но допустимого напряжения силово-го ключа. Индуктивность рассеяния можно минимизировать, если выпол-нить намотку первичной и размагни-чивающей обмоток бифилярным про-водом.

Например при напряжении сети ≈220 В, с учетом возможного превы-шения напряжения на 10%, получим242 В × 1,4 × 2 = 677,6 В. Учитывая выбросы напряжения от индуктивно-сти рассеяния, следует выбрать ключ с максимально допустимым напряжени-ем не менее 1000 В. Схема вторичной части остается неизменной при всех вариантах топологии первичной части.


СО СНАББЕРНОЙ ЦЕПОЧКОЙ

В данной конфигурации (см. рис. 5) для ограничения напряжения при

выключении ключа служит снаббер-ная цепочка (Ds, Rs, Cclamp). Отпадает необходимость в размагничивающей обмотке, следовательно, уменьшает-ся размер трансформатора и стои-мость изделия. Однако вся энергия, запасенная в сердечнике, рассеива-ется на резисторе Rs, и такая схема крайне неэффективна с энергетиче-ской точки зрения.

Снабберная цепочка и первичная обмотка трансформатора составляют квазирезонансный контур. Величина конденсатора должна подбираться так, чтобы ограничить напряжение на закрытом силовом ключе и обеспе-чить быстрое затухание тока в контуре с тем, чтобы достичь максимального коэффициента заполнения. Обычно такие схемы используются при выход-ной мощности не более 100 Вт во избе-жание значительных потерь на резис-торе Rs.


С АКТИВНЫМ ОГРАНИЧЕНИЕМ

Эта топология (см. рис. 6), возмож-но, наилучший вариант схемы с одним силовым ключом. Для активного огра-ничения дополнительно используется

высоковольтный слаботочный MOSFET. Для управления требуется специальная микросхема контроллера, синхронизи-рующая работу обоих ключей.

Схема с активным ограничени-ем сходна с рассмотренной выше, но энергия в этом случае не рассеива-ется на резисторе снабберной цепи. Это очень эффективная схема, т.к. при правильном выборе конденсатора обе-спечивается квазирезонансный режим переключения силового ключа и, сле-довательно, малые коммутационные потери и электромагнитные помехи. В этой схеме коэффициент заполнения может превышать 0,5 и не требуется использовать ключ с удвоенным макси-мально допустимым напряжением.

В этой схеме также довольно про-сто использовать синхронный выпря-митель. Подобная топология при-меняется при мощностях до 500 Вт и даже несколько выше. Основной недостаток рассмотренной тополо-гии: усложнение схемы управления — требуется дополнительный драйвер затвора и необходимо строго выдер-живать заданную последователь-ность переключения. Учитывая квази-резонансный режим переключения,

Рис. 5. Прямоходовой преобразователь со снабберной цепочкой

Рис. 4. Прямоходовой преобразователь с обмоткой сброса

Рис. 6. Прямоходовой преобразователь с активным ограничением

46

ИС

ТО

ЧН

ИК

И П

ИТА

НИ

Я

WWW.ELCOMDESIGN.RU

повышенные требования предъявля-ются к трансформатору — индуктив-ность рассеяния первичной обмот-ки должна быть как можно меньше. Рекомендуется также вводить в сер-дечник трансформатора воздушный зазор, чтобы уменьшить индуктив-ность первичной обмотки и опти-мизировать процесс резонанса при выключении силового ключа.

ПАССИВНОЕ ОГРАНИЧЕНИЕ

БЕЗ РАССЕЯНИЯ

Это довольно интересная конфигу-рация (см. рис. 7), в которой использу-ются элементы вышеописанных топо-логий: размагничивающая обмотка, снабберная цепь и активное ограни-чение. В этой схеме конденсатор акку-мулирует энергию индуктивности рас-сеяния между первичной обмоткой и обмоткой размагничивания и управля-ет скоростью нарастания напряжения на силовом ключе при его запирании,

Рис. 7. Пассивное ограничение без рассеяния

Рис. 8. Мостовой преобразователь

Рис. 9. Резонансный полумостовой LLC-преобразователь

уменьшая тем самым коммутационные потери.

При открытом силовом ключе огра-ничивающий конденсатор разряжает-ся через размагничивающую обмотку и отдает энергию входному конден-сатору. По сути, перед нами снаббер-ная цепь без потерь. При увеличении значения емкости Cclamp наступает квазирезонансный режим переклю-чения. Коэффициент заполнения — менее 0,5.


С ДВУМЯ СИЛОВЫМИ КЛЮЧАМИ

Схема первичной стороны в этом случае такая же, как и в обратноходо-вом преобразователе (см. рис. 2). Эта схема наиболее эффективна — энергия, запасенная в трансформаторе и индук-тивности рассеяния, возвращается во входной конденсатор. Коэффициент заполнения не превышает 0,5. Эту схему применяют в промышленных

приложениях при мощностях до 1 кВт и даже несколько больше при жестких условиях эксплуатации, где требуется надежность.

Популярной разновидностью этой топологии является схема, когда два преобразователя работают со сдви-гом фазы на 180°, а их напряжение суммируется на выходном конденса-торе.


В этих преобразователях магнитный сердечник используется не полностью, т.к. рабочая точка кривой перемеща-ется по кривой BH только в пределах одного квадранта. Поэтому габариты трансформатора больше, чем в мосто-вой, полумостовой и двухтактной пуш-пульной схемах, где происходит пол-ное перемагничивание сердечника. Но потери в трансформаторе в прямохо-довом преобразователе меньше, чем в этих топологиях, т.к. потери пропор-циональны величине B2.

Для управления ПП желательно использовать режим с обратной связью по току, но выбросы на переднем фрон-те при резонансном переключении могут составить проблему. В этом слу-чае предпочтительнее режим управле-ния по напряжению.

Коэффициент заполнения может превышать 0,5, если соблюдается вольт-секундный баланс. Если при этом применяется метод управления по току, то для задания по величи-не тока необходимо использовать не постоянное значение, а кривую перво-го или более высоких порядков (slope compensation).

МОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

Такой преобразователь (см. рис. 8) используется при мощностях до 5 кВт и в телекоммуникациях для 48-В шины при мощностях свыше 500 Вт. Полумостовой преобразователь получается заменой ключей Q3, Q4 на конденсаторы. Он применяется при меньших мощностях — примерно до 2 кВт. Отметим, что и в мостовом, и в полумостовом преобразователях через трансформатор передаются импульсы разной полярности, поэто-му происходит перемагничивание сердечника, и рабочая точка переме-щается по кривой ВН во всех четырех квадрантах. При этом потери в сер-дечнике больше, т.к. они пропорцио-нальны В2.

Для мостового преобразователя (в отличие от полумостового) отлично подходит режим управления с обратной связью по току. К недостаткам мосто-вого преобразователя следует отнести более сложный драйвер ключей и риск возникновения сквозного тока, возни-кающего при переключении ключей

ИС

ТО

ЧН

ИК

И П

ИТА

НИ

Я

47


верхнего и нижнего плечей. Мостовой и полумостовой преобразователи при-меняются для понижения напряжения. Если же требуется повышающий преоб-разователь для больших мощностей, то обычно используют резонансные LLC-преобразователи.

РЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Этот тип преобразователей исполь-зуется, когда требуется уменьшить потери на коммутацию и повысить эффективность преобразователя. На рисунке 9 показан полумостовой LLC-

преобразователь. В резонансных схе-мах в цепь первичной обмотки добав-ляются конденсатор или дроссель (в данном случае дроссель), чтобы реа-лизовать коммутацию при нулевом напряжении (ZVS) или нулевом токе (ZVC). Для получения полностью резо-нансной схемы необходимо изменять коэффициент заполнения и частоту коммутации так, чтобы в цикл ком-мутации укладывался целый период резонансной частоты.

Резонанс происходит в цепи, состоящей из индуктивности рас-

сеяния и конденсаторов. Обычно индуктивность рассеяния точно неиз-вестна, поэтому в цепь вводят допол-нительный дроссель Lr для настройки резонансного контура. Резонансный преобразователь, по сути, является источником тока, следовательно, нет необходимости использовать дрос-сель в выходном фильтре. В приведен-ной на рисунке схеме реализованы режимы ZVS, ZVC, и она отлично под-ходит для случаев, когда требуется получить высокое входное напряже-ние.


| АККУМУЛЯЦИЯ ОКРУЖАЮЩЕЙ ЭНЕРГИИ ПОМОЖЕТ РАЗВИТИЮ М2М-УСТРОЙСТВ | Системы аккумуляции энергии

позволяют собирать окружающую энергию, преобразовывать ее в удобную для применения форму и хранить для

последующего использования. Пригодными для аккумулирования в окружающей среде могут быть свет, тепло, движе-

ние, вибрация и радиоволны.

По прогнозу исследовательского центра ABI Research, рынок систем аккумулирования энергии к 2016 г. составит

418 млн долл. Отметим, что в 2009 г. объем этого сегмента не превышал 12,7 млн долл. Столь стремительный рост

обусловлен экологичностью метода, отсутствием проводов для передачи энергии и возможностью продлить срок

службы батарей. Поскольку окружающая энергия исчисляется в милливаттах (мВт) или даже микроваттах (мкВт),

такой сбор энергии лучше всего подойдет для небольших беспроводных автономных устройств, которые могут

функционировать в режиме сверхнизкой мощности. Таким образом, этот метод находит широкое применение в

беспроводных сенсорных сетях (WSN), перспективных с точки зрения их использования для автоматизации зданий,

сферы коммунальных услуг, производственных предприятий, домов и систем транспортировки.

www.elcomdesign.ru

48

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

В статье описан однокаскадный изолированный AC/DC-преобразователь с коррекцией коэффициента мощности (PFC). Преобразователь рабо-тает напрямую от сети переменного тока, поскольку в нем отсут-ствует входной мостовой выпрямитель, характерный для тради-ционных PFC-преобразователей, в которых для достижения развязки требуется применять два, а иногда и три, промежуточных каскада. Публикация является продолжением статьи этого автора (см. ЭК8, ЭК11 за 2010 г.).

БЕЗМОСТОВОЙ ККМ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С КПД ВЫШЕ 98% И КОЭФФИЦИЕНТОМ МОЩНОСТИ 0,999. Часть 3 СЛОБОДАН КУК, президент TESLAco

Описываемый преобразователь имеет высокие технические харак-теристики: коэффициент мощно-сти 0,999 и 1,7% THD (THD — сум-марный коэффициент гармоник). Гальваническая развязка обеспечи-вается трансформатором. Введение магнитной цепи, состоящей из одного компонента и схемы из трех ключей, незначительно усложнило схему по сравнению со схемой традиционного трехкаскадного преобразователя с 14 ключами и 4 магнитными компо-нентами.

Как показано на рисунках 1а, б, одним из способов реализации развяз-ки является введение в схему мосто-вого повышающего преобразователя. Следует отметить сложность такого преобразователя, а также тот факт, что на выпрямленный ток, протекающий через катушку индуктивности, будут накладываться высокочастотные поме-хи, которые надо подавлять при помо-щи дополнительного входного высоко-частотного фильтра. Наличие 12 ключей приводит к появлению больших потерь на нагрев и переключение.

В литературе сообщалось, что самая высокая эффективность двухкаскад-ных преобразователей, использующих дополнительные переключатели для достижения резонансных переходов и снижения потерь на переключение, составляла 87%. Однако в случае необ-ходимости преобразования мощности боле 1 кВт чаще применяется трехка-скадный способ преобразования, про-иллюстрированный рисунком 2а, где за входным мостовым преобразовате-лем следует изолированный мостовой повышающий PFC. В этой схеме рабо-тают 14 ключей. Максимальная эффек-тивность такого подхода возрастает до 90%, т.е. выше, чем в предыдущем случае. Поэтому трехкаскадные схемы преобразования используются практи-чески во всех существующих приложе-ниях, связанных с высокой мощностью.

На рисунке 2б показан альтерна-тивный подход, годный для малой и средней мощности, отличающийся уменьшенным количеством ключей. Несмотря на то, что здесь количество ключей снижено до 10, проблема заклю-чается в том, что четыре переключате-ля в прямоходовом преобразователе, расположенные как в первичной, так и во вторичных цепях, работают в режи-ме гораздо больших напряжений, чем аналогичные устройства в двухкаскад-ном мостовом преобразователе.

НОВЫЙ ИЗОЛИРОВАННЫЙ

БЕЗМОСТОВОЙ PFC

Очевидно, что все существующие AC/DC-преобразователи с функцией PFC и развязкой используют конфигурацию из трех каскадов преобразователей (мостового выпрямителя и следующих за ним двух DC/DC-преобразователей). Ввиду наличия трех каскадов преоб-разования мощности в таких схемах

Рис.1. а) Схема мостового диодного выпрямителя совместно с мостовым преобразователем б) Диаграмма выпрямленного сетевого тока с наложенными на него высокочастотными помехами в изолированном повышающем PFC-преобразователе, показанном на рисунке 1а

б)

а)

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

49


возрастают энергетические потери и снижается общая эффективность.

Безмостовой PFC-преобразователь, показанный на рисунке 3а, способен работать напрямую от сети и обходить-ся без входного мостового выпрямите-ля. На рисунке 3б показан его рабочий цикл управления модуляцией.

Преобразователь имеет только три ключа и работает на основе ново-го гибридного метода переключения. Несмотря на наличие в схеме резонанс-ной катушки индуктивности и резонанс-ного конденсатора, использование тако-го метода переключения ведет к тому, что коэффициент передачи по постоян-ному напряжению определяется только параметрами рабочего цикла. И следует отметить, что как при отрицательном, так и при положительном входном напряже-нии он совпадает с коэффициентом пере-дачи по постоянному напряжению обыч-ного повышающего преобразоваиеля, что автоматически приводит к выпрям-лению напряжения сети без применения входного мостового выпрямителя.

Очевидно, что теперь необходимо найти простой и эффективный способ введения развязки в безмостовой PFC-преобразователь. Желательно при этом не увеличивать количество ключей (как это было в случае простого повышаю-щего преобразователя) и получить про-стой и эффективный развязывающий трансформатор. Обе поставленные зада-чи можно решить, проведя последова-тельные преобразования эквивалентной схемы, показанные на рисунках 4а—в. Отметим, что для упрощения обозначе-ний соответствующих компонентов в ста-ционарном режиме в этих эквивалентных схемах входное напряжение рассматри-вается как источник постоянного поло-жительного напряжения Vg. Реальные AC/DC-преобразователи питаются от источ-ников переменного напряжения Vg(t).

Сначала резонансный конденсатор делится на два последовательных кон-денсатора Cr1 и Cr2, как показано на рисунке 4а. После чего между общей точкой этих конденсаторов А и землей G подключается катушка индуктивно-сти Lm, как показано на рисунке 4б. Теперь оба конденсатора подключе-ны к двум разным постоянным напря-жениям V1 и V2, соответственно. Эти напряжения могут быть найдены при помощи метода вольт-секундного баланса двух катушек индуктивности L и Lm. Однако более быстрый способ — применение нескольких упрощений. Например, в контуре, состоящем из входного источника, двух катушек индуктивности L и Lm и резонансно-го конденсатора Cr1, сумма напряже-ний вдоль этого контура должна быть равна нулю. Но поскольку результиру-ющее среднее напряжение на катушках индуктивности равно нулю, их вклад в

постоянное напряжение также равен нулю, получается, что напряжение на резонансном конденсаторе Cr1, V1, должно равняться напряжению вход-ного источника Vg, а его полярность должна соответствовать показанной на рисунке 4б. С другой стороны, во время интервала включения (ТON) два резонансных конденсатора ока-зываются включенными параллель-

но через катушку индуктивности Lm,поэтому постоянное напряжение V2 на резонансном конденсаторе Cr2 должно равняться напряжению V1 или:

V1 = V2 = Vg. (1)Теперь можно оценить напряжение на катушке индуктивности Lm в интерва-ле ТOFF:

а)

б)

Рис. 2. а) схема повышающего PFC, который следует за входным мостовым выпрямителем и исполь-зует 14 ключей; б) схема повышающего PFC, который следует за входным мостовым выпрямителем и использует 10 ключей

а)

б)

Рис. 3. а) принципиальная схема безмостового PFC с единственным управляющим ключом S; б) состояние единственного управляющего ключа S в безмостовом PFC, показанном на рисунке 3а

50

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

(2).

Поскольку выходное напряжение не менялось в ходе преобразования экви-валентных схем, оно остается равным:

.

(3)

Это доказывает тот факт, что при любых рабочих циклах с коэффициентом

заполнения D для индуктивности Lm автоматически настраивается вольт-секундный баланс. Поэтому ее можно заменить на двухобмоточный транс-форматор с соотношением витков в обмотках 1:1, как показано на рисун-ке 4в.

На рисунках 5а и 5б показаны вре-менные диаграммы напряжений на двух резонансных конденсаторах. Для получения напряжения, равного Vg, на такое же постоянное напряже-

ние накладываются два противофаз-ных пульсирующих напряжения, т.е. в течение интервала ТOFF, первый резо-нансный конденсатор Cr1 заряжается, в то время как второй конденсатор Cr2 разряжается. Соответственно, во вторую половину цикла ТON процесс повторяется с точностью до наоборот. Поэтому результирующее пульсирую-щее напряжение на последователь-ных конденсаторах равно удвоенно-му напряжению пульсаций на каждом конденсаторе и не содержит постоян-ной составляющей, как показано на диаграмме 5в.

Отметим также, что для интервала ТON справедлива эквивалентная схема, показанная на рисунке 6а. Поскольку катушка намагничивания обладает большой индуктивностью Lm, ее импе-данс также велик, поэтому она несиль-но нагружает схему и может быть из нее удалена. Результирующая модель резо-нансной схемы показана на рисунке 6б. При помощи этой схемы можно оце-нить величину эквивалентного резо-нансного конденсатора Cr:

(4).

Следовательно, данную диаграм-му резонансных токов, аналогичную полученной ранее для неизолирован-ного преобразователя, показанного на рисунке 3а, и соответствующие анали-тические результаты можно напрямую применить к изолированному преоб-разователю.

Отметим, что проведенный выше анализ может быть применен и для отрицательного входного напряже-ния. Даже несмотря на то, что ста-ционарные состояния на двух резо-нансных конденсаторах Cr1 и Cr2, а также полярности на них теперь будут меняться соответствующим образом, коэффициент передачи по постоян-ному напряжению, определенный выражением (3), будет оставаться неизменным. Таким образом, перво-начальная цель введения развязыва-ющего трансформатора в структуру неизолированного преобразователя с минимальными изменениями, не нарушающими его работу, достигнута: изолированная конфигурация также имеет три переключателя с одним управляющим ключом в первичной цепи и двумя пассивными диодными ключами во вторичной цепи.

Теперь можно изменить соотно-шение витков в обмотках трансфор-матора с 1:1 на Np:Ns (Np — количество витков в первичной обмотке, а Ns — количество витков во вторичной обмотке), что приведет к изменению соотношения постоянных напряже-ний:

Рис. 4. Пошаговые трансформации эквивалентных схем для введения развязывающего трансформатора в неизолированный безмостовой PFC

а)

б)

в)

б)

а)

в)

Рис. 5. Характерные диаграммы сигналов преобразователя, показанного на рисунке 4в: а) диаграмма напряжения на резонансном конденсаторе первичной цепи Cr1; б) диаграмма напряжения на резонанс-ном конденсаторе вторичной цепи Cr2; в) диаграмма пульсирующего напряжения на двух конденсаторах Cr1 и Cr2.

MOSFET транзисторы производства ОАО «ИНТЕГРАЛ» (диапазон рабочих температур от – 60 до +125ºС)

Более подробную информацию можно получить в ОАО «ИНТЕГРАЛ»

Филиал «Завод полупроводниковых приборов»

Беларусь, 220108, г. Минск, ул. Казинца И.П., д.121А, к.327.

тел.: + 375 17 212 20 31, факс: + 375 17 278 79 80.

E-mail: [email protected]; http://www.integral.by.

www.integral.by

Тип

Варианты поставок Vgs ID [A] Vgs(th) [V] BVdss

[V]

Rds(on) [Ω] Ciss

[pF]

Qg

[nC]

Прототип СНГ Применение

VGS = 10 V

корпусной бескорпусной +/–V 25°C 100°C мин. макс. тип макс. тип тип

IZ024N чип, пластина 20 17 12,0 2,0 4,0 55 0,052 0,075 370 20

Автоэлек-троника, электроин-струмент

IFP50N06 TO-220/3 чип, пластина 20 50 35,0 2,0 4,0

60

0,018 0,022 1050 32 КП723А, КП812А1

IZ70N06 чип, пластина 20 70 48,0 2,0 4,0 0,012 0,015 1600 39

IZ85N06 чип, пластина 20 85 60,0 2,0 4,0 0,010 0,012 2500 70

IZ75N75 чип, пластина 20 75 52,5 2,0 4,0 75 0,013 0,017 3000 85

IFP75N08 TO-220/3 чип, пластина 20 75 52,5 2,0 4,0 80 0,012 0,015 2600 80

IZ630 чип, пластина 25 9 5,7 2,0 4,0 200

0,350 0,400 420 19 КП630, КП737А

Источники питания, электронные баласты, элек-тропривод

IZ640 чип, пластина 25 18 11,4 2,0 4,0 0,155 0,180 1130 58 КП640, КП750А

IZ634 чип, пластина 25 8 5,1 2,0 4,0 250 0,370 0,450 735 29 КП737Б

IFP730 TO-220/3 чип, пластина 30 6 3,6 2,0 4,0 400 0,780 0,950 670 25 КП730, КП707А1

IFP740 TO-220/3 чип, пластина 25 10 6,3 2,0 4,0 0,440 0,550 1570 38 КП740

IFP830 TO-220/3 чип, пластина 30 5 3,0 2,0 4,0

500

1,150 1,400 680 25 КП830

IFP840 TO-220/3 чип, пластина 25 8 5,1 2,0 4,0 0,700 0,850 1570 38 КП840

IZ13N50 чип, пластина 30 13 8,0 2,0 4,0 0,390 0,490 1600 45

IZ20N50 чип, пластина 30 20 13,0 2,0 4,0 0,210 0,260 3350 90

IZ50N50 чип, пластина 30 50 30,0 2,0 4,0 0,090 0,120 6000 150

IFU1N60 I-PAK

чип, пластина 30 1 0,6 2,0 4,0

600

8,500 12,000 155 5 IFD1N60 D-PAK

IFP1N60 TO-220/3

IFU2N60 I-PAK

чип, пластина 30 2 1,1 2,0 4,0 4,000 5,000 320 10 IFD2N60 D-PAK

IFP2N60 TO-220/3

IFP4N60 TO-220/3 чип, пластина 30 4 2,5 2,0 4,0 2,000 2,500 545 15 КП707Б1, КП726А/Б

IFP7N60 TO-220/3 чип, пластина 30 7 4,4 2,0 4,0 0,850 1,200 1100 28

IZ10N60 чип, пластина 30 10 6,0 2,0 4,0 0,650 0,800 1600 45

IZ12N60 чип, пластина 30 12 7,5 2,0 4,0 0,550 0,700 1800 50

IZ20N60 чип, пластина 30 20 12,0 2,0 4,0 0,260 0,320 3200 80

IZ24N60 чип, пластина 30 24 14,5 2,0 4,0 0,210 0,260 3500 90

IZ28N60 чип, пластина 30 28 17,0 2,0 4,0 0,200 0,240 4200 110

IZ40N60 чип, пластина 30 40 25,0 2,0 4,0 0,130 0,160 6000 160

IZ1N65 чип, пластина 30 1 0,6 2,0 4,0

650

10,500 13,000 155 5

IZ2N65 чип, пластина 30 2 1,1 2,0 4,0 4,700 5,500 320 10

IZ4N65 чип, пластина 30 4 2,5 2,0 4,0 2,400 2,700 545 15 КП707В2

IZ7N65 чип, пластина 30 7 4,4 2,0 4,0 1,100 1,300 1100 28

IZ10N65 чип, пластина 30 10 6,0 2,0 4,0 0,700 0,850 1600 45

IZ12N65 чип, пластина 30 12 7,5 2,0 4,0 0,650 0,800 1800 50

IFU1N80 I-PAK

чип, пластина 30 1 0,9 3,0 5,0

800

14,000 18,000 170 7 IFD1N80 D-PAK

IFP1N80 TO-220/3

IZ3N80 чип, пластина 30 3 1,8 3,0 5,0 3,800 5,000 550 15

IWP5NK80Z TO-220/3 чип, пластина 30 4,3 2,7 3,0 4,5 1,900 2,400 910 32

IZ10N80 чип, пластина 30 10 6,5 3,0 5,0 0,900 1,100 2200 46

IZ9N90 чип, пластина 30 9 6,0 3,0 5,0 900

1,100 1,400 2200 47

IZ11N90 чип, пластина 30 11 6,6 3,0 5,0 0,900 1,100 3000 70

52

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

(5).

В дополнение к развязке такое решение добавляет схеме гибкость, поскольку позволяет понижать выход-ное постоянное напряжение до любого заданного значения через соотноше-ние витков в обмотках развязывающего трансформатора.

Отметим, что контроллер ИС без-мостового PFC теперь находится в первичной цепи преобразователя, как показано на рисунке 7а, что приводит к искажению диаграммы сетевого тока (см. рис. 7б). Из последнего рисунка видно, что на низкочастотный (50 Гц) сетевой ток накладываются высокоча-стотные пульсации входной катушки

индуктивности (с частотой переключе-ния, например, 50 кГц). Высокочастотный пульсирующий ток переключений затем фильтруется отдельным высоко-частотным фильтром, стоящим на входе преобразователя.

ДОСТОИНСТВА РАЗВЯЗЫВАЮЩЕГО

ТРАНСФОРМАТОРА

Процедура внесения в схему раз-вязывающего трансформатора, описан-ная выше, также выявила некоторые его ключевые преимущества по сравнению с развязывающими трансформаторами в традиционных изолированных пря-моходовых и обратноходовых преоб-разователях. Это проиллюстрировано на рисунке 8, где показаны петли гисте-резиса трансформаторов в рассматри-ваемых преобразователях в координа-тах В–Н.

Во-первых, развязывающий транс-форматор прямоходового преобразо-вателя использует только половину всей В–Н петли, поскольку магнитный поток трансформатора при помощи входного ключа и входного источника напряжения направлен в одну сторо-ну, однако здесь необходим механизм сброса, возвращающий магнитный поток в исходное нулевое положение магнитного потока переменного тока. Механизм сброса либо использует тре-тью обмотку, либо является сбросом по типу обратного хода, известным как сброс при ограничении напряжения (voltage clamp) в прямоходовых преоб-разователях, что представляет собой наиболее распространенное решение.

Развязывающий трансформатор в обратноходовых преобразователях (также как в прямоходовых) использу-ет только половину возможностей маг-нитного потока сердечника. Однако обратноходовые преобразователи имеют еще один недостаток, заключа-ющийся в том, что их трансформаторы в интервале ТON имеют свойство сохра-нять всю входную энергию и затем в интервале ТOFF отдавать накопленную энергию в нагрузку. Поэтому транс-форматоры обратноходовых преоб-разователей должны иметь большой воздушный зазор для хранения такой энергии, что ведет к значительному снижению магнитной индукции. Это показано на рисунке уменьшением наклона B–H петли гистерезиса. Чем больше постоянный ток нагрузки, тем меньше этот наклон. Переменная составляющая магнитного потока накладывается затем на максимум постоянной составляющей, и на пере-менную составляющую приходится только оставшаяся часть магнитной индукции.

Как видно из рисунка 8, развязы-вающий трансформатор в изолирован-ном безмостовом PFC-преобразователе

Рис. 6. а) модель эквивалентной резонансной схемы преобразователя, показанного на рисунке 4б; б) упрощенная модель резонансной схемы модели, показанной на рисунке 6а

б)

а)

б)

а)

Рис. 7. а) принципиальная схема изолированного безмостового PFC- преобразователя с единственным управляемым ключом S, контролируемым чипом ИС безмостового PFC; б) высокочастотные помехи, наложенные на 50-Гц входной переменный ток сети и вызванные переключениями при работе изолиро-ванного безмостового PFC-преобразователя, показанного на рисунке 7а

Рис. 8. Сравнение рабочих характеристик B–H контуров трёх типов развязывающих трансформаторов, используемых в: а) изолированных безмостовых PFС-преобразователях; б) прямоходовых преобразова-телях; с) обратноходовых преобразователях

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

53


использует как положительную, так и отрицательную части петли гистерези-са. Кроме того, нет необходимости при-менения для сброса ни третьей обмот-ки, ни метода ограничения напряжения, как это происходит в прямоходовых преобразователях, поскольку при любых рабочих циклах с коэффициен-том заполнения D для трансформатора автоматически настраивается вольт-секундный баланс. И, наконец, такой трансформатор работает как настоя-щий трансформатор переменного тока, поскольку он не накапливает энергию и поэтому может быть реализован на основе магнитного сердечника без зазора, который работает с большой магнитной индукцией и маленьким током намагничивания.

Тот факт, что такой развязывающий трансформатор не накапливает энер-гию подобно трансформатору в обрат-ноходовом преобразователе, легко проверить при помощи самого пре-образователя: его первичная обмотка последовательно соединена с резо-нансным конденсатором Cr1, который должен поддерживать баланс заряда. То же самое справедливо и для резо-нансного конденсатора Cr2 во вторич-ной цепи. Следовательно, суммарный ток ни в первичной, ни во вторичной обмотках не может иметь постоянную составляющую, поэтому трансформа-

тор сам по себе не накапливает какой-либо энергии.

Описанные достоинства развязы-вающих трансформаторов отражаются в значительном снижении их размеров и повышении эффективности. Другими преимуществами являются двусторон-няя направленность характеристики магнитного потока и отсутствие нако-пления энергии постоянного тока.

Преобразователь, показанный на рисунке 7а, имеет два магнитных эле-мента: входную катушку индуктивно-сти и развязывающий трансформатор, для которых требуются два магнитных сердечника. Однако схема этого пре-образователя имеет уникальную осо-бенность: обе катушки индуктивности L и первичная обмотка трансформа-тора Tout при любых рабочих циклах с коэффициентом заполнения D имеют идентичные прямоугольные диаграм-мы напряжений возбуждения VL1 и VT, что проиллюстрировано рисунком 9а.

Для контура, состоящего из первич-ной обмотки развязывающего транс-форматора и входного источника напряжения, была построена модель по переменному току для случая зако-рачивания источника входного напря-жения и резонансного конденсатора, стоящего в первичной цепи. При этом катушка индуктивности и первичная обмотка трансформатора оказываются

включенными параллельно друг другу. Следовательно, несмотря на возбуж-дение переменным напряжением, оба элемента — и катушка индуктивности, и трансформатор, имеют идентичные формы переменных сигналов, что позволяет разместить их на одном сер-дечнике, как показано на рисунке 9б. Это позволяет устранить один магнитный сердечник. Более того, соответствую-щее размещение воздушного зазора на общем сердечнике, например, на сторо-не трансформатора, смещает весь пуль-сирующий ток от катушки индуктив-ности к обмотке трансформатора. Это приводит к нулевому пульсирующему току через входную катушку индуктив-ности, что показано сплошной линией на рисунке 9в. Таким образом, преобра-зователь может даже работать на гра-нице режима прерывистого тока через катушку индуктивности (Discontinuous Inductor Current Mode — DICM), что показано на рисунке 9в пунктирной линией, но при этом входной пульси-рующий ток через катушку индуктив-ности остается близким к нулю.

Очевидно, что при большом пульси-рующем токе через катушку индуктивно-сти, как в случае трехкаскадного преоб-разования, потребовалась бы установка соответствующего отдельного высокоча-стотного фильтра. В данном случае этого не только не требуется, но и появляются

54

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

дополнительные преимущества в разме-рах устройства и технических характери-стиках. Например, использование боль-шого разрешенного пульсирующего тока через входную катушку индуктивности позволяет уменьшить размеры интегри-рованного магнитного сердечника. Более того, ранее было показано, что работа на границе DICM-режима при частоте сети 400 Гц приводит к снижению суммарно-го значения коэффициента нелинейных искажений — THD (см. рис. 10 а), а соот-ветствующий переменный ток в сетевой линии, свободный от высокочастотных гармоник, показан на рисунке 10б.

Ток в резонансной катушке индуктив-ности имеет разное направление в интер-валах ТOFF и TON. Такая смена направления тока в катушке индуктивности за корот-кий переходный период может привести к всплескам напряжения на ключе S. Чем короче переходный период, тем боль-ше могут быть всплески напряжения. Однако из-за малой энергии, накоплен-ной в такой маленькой катушке индук-тивности, эти всплески напряжения

могут быть эффективно подавлены при помощи диода Зенера (стабилитрона), который будет ограничивать всплески по амплитуде и рассеивать их энергию. Поскольку преобразователь работает с двумя полярностями входного напря-жения, на практике применяется двуна-правленный диод Зенера, называемый защитным стабилитроном (Transorber), который также рассеивает всю энергию всплесков напряжения и ограничивает их амплитуду. Однако существует также ряд консервативных методов, позволя-ющих сохранить большую часть энергии и передать ее в нагрузку, что обеспечи-вает возможность повышения эффек-тивности и снижения нагрузки на ключ во время переходных процессов.

РЕАЛИЗАЦИЯ УПРАВЛЯЕМОГО

КЛЮЧА S

Изолированный безмостовой PFC-преобразователь с ключом S, реали-зованным на базе двух включённых параллельно RBIGBT-транзисторов, изображен на рисунке 11а. Ожидается,

что скоро появится одиночный двуна-правленный ключ, имеющий характе-ристики, показанные на рисунке 11б. Очевидно, что диэлектрические потери на электропроводность являются доми-нантными потерями изолированного безмостового PFC-преобразователя, поэтому новые ключи смогут повы-сить общую эффективность с теку-щих 97 до 98%.

На рисунке 12а показан изолирован-ный безмостовой PFC-преобразователь, для которого на рисунке 12б проил-люстрировано снижение нагрузки на ключ S, стоящий в первичной цепи, а на рисунке 12в отображен перепад напря-жения на выпрямительных диодах CR1 и CR2. Перепад напряжения на токовых выпрямителях во вторичной цепи равен постоянному выходному напряжению, в результате чего элементы схемы полу-чаются минимально нагруженными. Перепад напряжения на входном ключе S также небольшой, поскольку он равен выходному напряжению, делённому на соотношение витков в обмотках транс-

б)а)

Рис.11. а) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя с ключом S, реализованного на базе двух параллельно включённых RBIGBT-транзисторов; б) двунаправленный ключ должен работать в 1 и 3 квадранте

Рис. 9. а) идентичные диаграммы напряжений на катушке индуктивности L и трансформаторе преобразователя, показанного на рисунке 7а; б) объединение трансформатора и катушки индуктивности на одном магнитном сердечнике для получения единой магнитной структуры; в) результирующий нулевой входной пульсирующий ток, полученный при введении единой магнитной структуры рисунка 9б

б)а) в)

б)а)

Рис. 10. а) схема безмостового PFC-преобразователя с объединённым магнитным контуром и одним ключом, управляемым ИС безмостового PFC; б) кривая 50-Гц входного переменного сетевого тока, неискажённого безмостовым PFC-преобразователем с объединенным магнитным контуром (см. рис. 10а)

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

55


форматора. Низкие нагрузки по напря-жению на элементы преобразователя ведут к повышению эффективности и снижению его стоимости.

Поскольку коэффициент переда-чи по постоянному напряжению для изолированных безмостовых PFC-преобразователей описывается тем же самым уравнением (5), что и для осталь-ных изолированных повышающих пре-образователей, предполагается, что они будут иметь аналогичные пробле-мы запуска. Однако эти преобразовате-ли не имеют подобных проблем благо-даря специальному режиму работы с низкими коэффициентами заполнения рабочих циклов, что позволяет осу-ществлять мягкий запуск с нулевого значения выходного напряжения.

Показанный на рисунке 13 пунктир-ной линией график соответствует иде-альной характеристике передачи по постоянному напряжению, описывае-мой выражением (5) для случая, когда соотношение витков в обмотках развя-зывающего трансформатора равно 1:1 (именно этот вариант использовался для экспериментальной проверки). Как и в случае неизолированного безмо-стового PFC-преобразователя, экспери-ментальные измерения коэффициентов передачи по постоянному напряжению, показанные сплошной линией, выявили наличие зоны в области низких коэф-фициентов заполнения рабочих циклов

(закрашенная область), в которой коэф-фициент преобразования постоянно-го напряжения падает до нуля. Таким образом, реально измеренный коэф-фициент передачи по постоянному напряжению соответствует преобразо-вателям понижающего/повышающего типа. Поэтому выходное постоянное напряжение может стартовать плавно с нуля и при увеличении коэффициента заполнения рабочего цикла переходить в зону повышающего преобразования постоянного напряжения. Отметим, что

в таком случае нет необходимости в отдельной запускающей схеме для пред-варительного заряда выходного конден-сатора с целью получения необходимого коэффициента преобразования постоян-ного напряжения.

Внесение развязывающего транс-форматора в схему неизолированно-го безмостового PFC-преобразователя показало, что при этом не меняется его первоначальная топологическая структура и функция коррекции коэф-фициента мощности, включая неиз-

Рис. 12. а) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя с соотношением витков в обмотках развязывающего трансформатора n:1; б) градиент напряжения на входном ключе S равен выходному напряжению, делённому на соотношение витков в обмотках трансформатора; в) Градиент напряжения на токовых выпрямителях во вторичной цепи равен постоянному выходному напряжению

б)

а)

в)

56

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

WWW.ELCOMDESIGN.RU

менность самих ключевых элементов. Таким образом была проведена моди-фикация прототипа безмостового PFC-преобразователя на 400 Вт при помощи введения в его схему развязывающего трансформатора с соотношением вит-ков в обмотках 1:1.

Как ожидалось, измеренные зна-чения коэффициента мощности (PF) и суммарного коэффициента нели-нейных искажений (THD) при работе от сети 110 В, 60 Гц остались теми же самыми: 0,999 (PF) и 1,7% (THD). Однако эффективность оказалась сниженной из-за потерь в добавлен-ном развязывающем трансформато-ре. В зависимости от размера транс-форматора дополнительные потери мощности составили 0,25—0,5%. В трёхкаскадных преобразователях используется большое количество переключателей, и некоторые ключи испытывают большую нагрузку по напряжению из-за промежуточно-го повышающего преобразования постоянного напряжения до 400 В. На рисунке 14а показана концепту-альная диаграмма, иллюстрирующая три стадии преобразования и повы-

шающее преобразование постоянного напряжения до 400 В. Преобразование мощности в один этап при помощи изолированного безмостового PFC-преобразователя исключает стадию промежуточного высоковольтного преобразования постоянного напря-жения и позволяет работать напря-мую от сети переменного тока через встроенный выпрямитель для полу-чения гальванически развязанного выхода более низких напряжений, например, 48 В, используемых в теле-коммуникационных приложениях (см. рис. 14б).

В таблице 1 сравниваются ключевые рабочие характеристики однокаскад-ного изолированного безмостового PFC-преобразователя и традиционного трёхкаскадного преобразователя, состо-ящего из мостового выпрямителя, повы-шающего PFC-преобразователя и изоли-рованного мостового преобразователя.

Отметим, в частности, резкое сни-жение количества переключателей с 14 до 3 и одновременное улучшение эффективности с 90 до 97% при умень-шении числа магнитных компонентов с 4 до 1, которые приводят к соответ-ствующему снижению веса, размера и стоимости преобразователя.

Гибридное переключение дало воз-можность применить однокаскадный подход и с минимальными изменени-ями ввести в схему неизолированно-го преобразователя развязывающий трансформатор. Несколько приложе-ний с участием изолированного без-мостового PFC-преобразователя под-твердили возможность его применения в широком диапазоне мощностей от 75 Вт до нескольких кВт.

ВСТРОЕННЫЙ АДАПТЕР ДЛЯ

ПОРТАТИВНЫХ КОМПЬЮТЕРОВ

Последние попытки встроить сетевой адаптер внутрь портативных компьюте-ров провалились по двум причинам.

1. Их низкая эффективность (ниже 90%) даже при 75 Вт приводила к очень большому рассеиванию мощности.

2. Крупные размеры из-за большо-го количества магнитных элементов не позволяли вписать их в низкий про-филь портативных компьютеров.

В настоящее время обе эти про-блемы решены при помощи изо-лированного безмостового PFC-преобразователя, который может быть рассчитан так, чтобы, напри-мер, 100-Вт сетевой адаптер выдавал на выходе постоянное напряжение в диапазоне 18…20 В и заряжал акку-мулятор компьютера напрямую от сети, обеспечивая при этом единич-ный коэффициент мощности и низкий коэффициент искажений.

Более того, единственный интегри-рованный магнитный элемент может

Рис. 14. а) трёхкаскадное преобразование мощно-сти с выпрямлением напряжения и последующим промежуточным повышающим преобразова-нием постоянного напряжения до 400 В, которое подается на вход преобразователя, показанного на рисунке 2б, для понижающего преобразования напряжения; б) однокаскадное прямое пони-жающее преобразование до уровня выходного напряжения без промежуточной высоковольтной шины постоянного напряжения с функцией раз-вязки и коррекцией коэффициента мощности

б)

а)

Таблица 1. Сравнение однокаскадного изолированного безмостового PFC-преобразователя и традицион-ного преобразователя

Преобразование мощности Однокаскадное Трёхкаскадное

Тип преобразователя Изолированный безмостовой PFC Мостовой выпрямитель —повышающий PFC — мостовая схема

Метод переключения Гибридный Прямоугольный сигнал

Количество ключей 3 14

Количество транзисторов 1 5

Перепад напряжения на ключе небольшой большой

Переключение без потерь да нет

Управление простое сложное

Количество магнитных элементов 1 4

Потери мощности, % 2 10

Эффективность, % >98 88—90

Размер маленький большой

Вес легкий тяжелый

Стоимость низкая высокая

Рис. 13. Операция запуска: измеренные характеристики преобразования постоянного напряжения пока-зали, что пониженный коэффициент передачи при малых коэффициентах заполнения рабочего цикла (закрашенная область) позволяет осуществить мягкий старт и исключить необходимость введения допол-нительной схемы для предварительного заряда выходного конденсатора, как это было в традиционных повышающих преобразователях

МИ

КР

ОС

ХЕМ

Ы С

ИЛ

ОВ

ОЙ

ЭЛ

ЕКТР

ОН

ИК

И

57


Рис. 15. а) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя, показанного на рисунке 12а и имеющего во вторичной цепи выпрямитель на базе двух транзисторов MOSFET и драйверов верхнего ключа; б) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя, использующего реализацию ключа S на базе двух транзисторов MOSFET

б)

а)

Рис. 16. Третья «неосуществимая» реализация устройства — изолированного безмостового PFC-преобразова-теля с пульсирующим входным током

быть выполнен из плоского магнит-ного сердечника, что позволяет адап-теру вписаться даже в очень низкий профиль портативных компьютеров менее одного дюйма. И, наконец, для увеличения эффективности выходной выпрямитель может быть выполнен в виде синхронного выпрямителя на базе двух транзисторов MOSFET и драйверов верхнего ключа, как показано на рисунке 15а. Это реше-ние подходит как для создания 18-В встроенных сетевых адаптеров, так и для 48-В блоков питания для телеком-муникационных устройств. Для даль-нейшего уменьшения размеров и сто-имости эти два транзистора MOSFET и драйверы верхнего ключа могут быть заменены одной ИС, например, Dr MOS, предлагаемую многими постав-щиками.

ЗАРЯДНОЕ УСТРОЙСТВО ДЛЯ

АККУМУЛЯТОРОВ ГИБРИДНЫХ

АВТОМОБИЛЕЙ И ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ

ВЕЛОСИПЕДОВ

Другим интересным приложени-ем является зарядное устройство для аккумуляторов, используемое, в част-ности, для зарядки 200-В литиево-ионных батарей, применяемых в боль-шинстве гибридных автомобилей. Схема изолированного безмостового PFC-преобразователя, использующе-го реализацию ключа S на базе двух транзисторов MOSFET, изображена на рисунке 15б.

Всё более популярными в мире, осо-бенно, в Японии и Европе, становятся электрические велосипеды, а порта-тивных зарядных устройств ввиду их больших размеров для велосипедов не существует. Новый изолированный безмостовой PFC-преобразователь может быть использован в 120-Вт пор-тативных зарядных устройствах для велосипедов, что устраняет необходи-мость применения больших, громозд-ких и дорогих стационарных зарядных устройств.

И, наконец, при помощи новых пре-образователей можно создавать более эффективные, меньшие по размеру и более дешевые зарядные устройства для промышленных приложений, например, для вилочных погрузчиков, гольфмобилей и инвалидных колясок.

БЛОКИ ПИТАНИЯ ДЛЯ

ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ

УСТРОЙСТВ

В телекоммуникационных прило-жениях для надежной работы всегда используется резервный источник питания, как правило, стандартный 48-В аккумулятор. Для этих целей наилуч-шим образом подходит изолированный безмостовой PFC-преобразователь. К тому же, он может быть использован

как недорогой и эффективный выпря-митель в 3- и 10-кВт приложениях.

Новый гибридный метод переклю-чения позволил реализовать однока-скадный изолированный безмостовой PFC-преобразователь, состоящий всего из трех ключей и одного магнитного элемента, эффективно заменивший трёхкаскадный преобразователь, в состав которого входили 14 ключей и 4 магнитных компонента. В результа-те были значительно снижены потери при одновременном уменьшении раз-меров, веса и стоимости, поэтому такие преобразователи подходят для широ-кого круга пользовательских и про-мышленных приложений.

ТРЕТЬЯ «НЕОСУЩЕСТВИМАЯ»

РЕАЛИЗАЦИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

На рисунке 16 показана третья «неосуществимая» реализация преоб-

разователя — изолированного безмо-стового PFC-преобразователя с пульси-рующим входным током (в настоящее время на данный преобразователь оформляется патент). В состав преоб-разователя входит трансформатор с обратноходовыми характеристиками. Хотя выходное постоянное напряжение у него является положительным (а не отрицательным, как у обратноходово-го преобразователя), его коэффициент передачи по постоянному напряжению остается повышающим и равен 1/(1–D).

ЛИТЕРАТУРА1. Slobodan Cuk. Modelling, Analysis

and Design of Switching Converters, PhD thesis, November 1976, California Institute of Technology, Pasadena, California, USA.

2. Slobodan Cuk, R.D. Middlebrook. Advances in Switched-Mode Power Conversion, Vol. 1, II, and III, TESLAco 1981 and 1983.

58

МУ

ЛЬ

ТИ

МЕ

ДИ

А И

ТЕ

ЛЕ

КО

М

WWW.ELCOMDESIGN.RU

В статье рассказывается о микросхемах ILA8890/91 — схемах видеопро-цессоров для обработки телевизионного сигнала и формирования управ-ляющих напряжений для схемы скалирования. Микросхемы предназначены для применения в бытовых ЖК-телевизионных приемниках цветного изо-бражения, построенных на концепции LOCTOP.

СЕРИЯ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ ВИДЕОПРОЦЕССОРОВ ДЛЯ ЖК-ТЕЛЕВИЗОРОВВЛАДИМИР ЦЫМБАЛ, главный инженер, филиал НТЦ «Белмикросистемы» СЕРГЕЙ ГРИНЕВСКИЙ, начальник отдела, филиал НТЦ «Белмикросистемы»АНДРЕЙ ЛИСТОПАДОВ, главный конструктор, филиал НТЦ «Белмикросистемы»ВИТАЛИЙ ГРИШКОВ, ведущий конструктор, филиал НТЦ «Белмикросистемы»АНАСТАСИЯ ДУЛО, инженер, филиал НТЦ «Белмикросистемы»

Данная концепция эффективно используется как в дешёвых, так и в дорогих ЖК-телевизорах. Концепция LOCTOP видеопроцессоров ILA8890/91 обеспечивает коммутацию всех анало-говых аудио/видеосигналов как вход-ных, так и выходных, а также обеспечи-вает сопряжение со схемами цифровой обработки звука и видеоскалирования.

ИС ILA8890 включает следующие блоки: блок демодуляции ПЧ-сигнала, блок понижения ПЧ звукового сигнала, блок демодуляции АМ-сигнала звука, блок коммутации входных и выходных видео-, аудиосигналов, блок форми-рования выходных сигналов ПЦТС и цветности для последующей обработки видеоскалером.

ИМС ILA8891 отличается от ILA8890 наличием дополнительных блоков: блока многостандартного декодиро-вания сигнала цветности, селектора источника сигнала YPRPB/RGB, блока формирования YPRPB выходных сигна-лов для функции «кадр в кадре» и блока переключения SCART RGB входных сиг-налов на YPRPB-выходы. ИС ILA8890/91 имеют напряжения питания 8/5 В и 3,3 В и собираются в QFP80-корпус.

Основные функциональные особен-ности обеих версий видеопроцессора: обработка многостандартного виде-осигнала ПЧ на базе не требующего настроек ФАПЧ-демодулятора; вну-тренняя (переключаемая) постоянная времени для АРУ; отключаемая кор-рекция группового времени задерж-ки и режекторный фильтр звукового сигнала (с переключаемой централь-ной частотой) для демодулированного ПЦТС-сигнала; отдельный вход ПЧ-звука для раздельной QSS-демодуляции; АМ-демодуляция, не требующая внеш-них настроек; выход ПЧ-звука (SSIF-

вывод) для подключения к цифровому звуковому декодеру; схема коммутации входных сигналов звука с семью широ-кополосными стереовходами, каждый из которых можно подключить ко входу внешнего цифрового FM-декодера или ко входу аудио DSP; наличие схемы коммутации выходных сигналов звука с тремя выходами, видеокоммутатора с четырьмя внешними ПЦТС-входами и тремя ПЦТС-выходами, схемы видео-идентификации и детектора сигнала Y/C; синхронизация от одной тактовой частоты 24,576 МГц; индикация отно-шения сигнал-шум для входного ПЦТС-сигнала; строчная синхронизация с генератором, не требующим настройки; генерация синхроимпульсов полей в схеме кадрового делителя. Блок-схема ILA8891 представлена на рисунке 1.

ИС ILA8891 характеризуется некото-рыми дополнительными функциональ-ными особенностями: имеет допол-нительные входы для CVBS3/Y3 и C3; YPRGB-выходы для реализации цветно-го «кадра в кадре»; интегрированную линию задержки яркостного сигнала с переключаемым временем задержки; многостандартный цифровой декодер с системой автоматического поиска и расширенными возможностями прину-дительного режима; интегрированную линию задержки сигнала цветности на время одной строки; линейный RGB/YPBPR-вход для реализации OSD-меню.

В блоке демодуляции и обработки промежуточной частоты радиосигнала усилитель ПЧ состоит из трёх связан-ных по переменному току каскадов. Коэффициент усиления каскадов управ-ляем и в максимальном положении может превышать 66 дБ. Демодуляция видеосигнала осуществляется посред-ством ФАПЧ регенератора несущей.

Система ФАПЧ реализована на базе встроенного ГУН и не требует внеш-них настроек. ГУН калибруется циф-ровой схемой управления, использу-ющей тактовую частоту 24,576 МГц в качестве опорной. Такая архитектура позволяет легко использовать фильтр на ПАВ с различными характеристика-ми. Данная коррекция осуществляется на демодулированном ПЦТС-сигнале. Дополнительно можно подключить режекторный фильтр звука с задавае-мой центральной частотой.

В блоке понижения ПЧ звукового сигнала звуковой усилитель ПЧ ана-логичен видеоусилителю ПЧ и имеет внешний конденсатор АРУ. Смеситель квазипараллельного канала звука (QSS) реализован перемножением сигнала звука на несущую, полученную в блоке обработки ПЧ-сигнала. Выходной сиг-нал со смесителя поступает на выход схемы через НЧ-фильтр, исключающий побочные продукты на частоте несу-щей из спектра сигнала. Это позволя-ет достичь последующей высокока-чественной обработки звука. Чтобы обеспечить правильную амплитуду выходного сигнала, в систему введена дополнительная схема АРУ.

В блоке демодуляции АМ-сигнала звука демодулятор АМ также реа-лизован на базе перемножителя. Модулированный ПЧ звуковой сигнал, пройдя через амплитудный ограни-читель, перемножается сам на себя. Сигнал с выхода демодулятора АМ про-ходит через ФНЧ для удаления гармо-ник несущей частоты.

В блоке коммутации входных/выход-ных видео-, аудиосигналов входной аудиоселектор имеет семь внешних стереовходов, стереовыход для SCART со свободной коммутацией, стереовы-

60

МУ

ЛЬ

ТИ

МЕ

ДИ

А И

ТЕ

ЛЕ

КО

М

WWW.ELCOMDESIGN.RU

ход для SCART с жесткой коммутаци-ей и стереовыход для последующей обработки в аудио DSP. Коэффициент передачи от внешнего аудиовхода до выхода SCART может устанавливаться в 0 или 6 дБ в зависимости от бита DSG. Напряжение питания 5 В обеспечивает амплитуды входных и выходных сигна-лов 1 В.

Для обеспечения SCART-специфи-кации амплитуда аудиосигналов долж-на быть 2 В. Чтобы реализовать дан-ное требование, необходимо задавать напряжение питания 8 В. Вход питания аудиоключей изолирован от основного питания видеопроцессора и допускает подачу 8 В, в то время как остальные блоки ИС запитываются от 5 В источни-ка питания. В режиме 8 В коэффициент передачи равен 6 дБ.

Блок коммутации ПЦТС, Y/C и и RGB/YPRPB-входов/выходов имеет четыре входа для внешних ПЦТС-сигналов. Все ПЦТС-входы могут работать как входы яркостного сигнала в режиме Y/C-сигналов. Видеопроцессоры имеют один внешний RGB/YPRPB-вход, который может использоваться для передачи основного изображения или для фор-

мирования OSD-меню. Для большей гибкости подключение сигналов CVBS/YЗ и СЗ может быть реализовано через RGB-выходы.

Коммутатор ПЦТС имеет также пере-ключаемый выход для цветного изо-бражения, обрабатываемого в схеме «кадр в кадре». Выходная информация присутствует на выводах YOUTPIP/PBOUTPIP/PROUTPIP. Выбор различных входов осуществляется через биты INA-IND и CS1A-CS1D. Когда выходы YOUTPIP/PBOUTPIP/PROUTPIP не используются для схемы «кадр в кадре», рекоменду-ется выбрать для них тот же источник, что и для выхода MAINVIDOUT. Таким образом обеспечивается максималь-ное качество изображения, т.к. форми-руется оптимальная синхронизация.

Функция вывода VIDOUTS2 опреде-ляется битами SVO 0/1. На данный вывод могут подаваться демодулированный ПЧ-видеосигнал, ПЦТС-сигнал, выбран-ный для схемы «кадр в кадре» или ПЦТС-сигнал, выбранный для основно-го изображения. Для CVBS(Y/C)-входов схема может определять наличие сиг-нала на выбранном входе. Чтение бита YCD из регистра может использоваться

для установки переключателя в пра-вильное положение (битами INA-INE).

Схема видеоидентификации может подключаться к выбранному входу для YOUTPIP/PBOUTPIP/PROUTPIP-выходов или к CVBS1-входу. Переключение осу-ществляется посредством бита CMSS. Эта схема идентификации может рабо-тать независимо от синхронизации и используется для переключения постоянной времени строчного ФАПЧ в зависимости от наличия видеосигна-ла (бит VID). Таким способом обеспе-чивается стабильность изображения в любых условиях. Результат работы схемы видеоидентификации определя-ет состояние бита SID.

В состав видеопроцессоров входит схема синхроселектора, которая выде-ляет строчные и кадровые синхроим-пульсы. Для получения точных времен-ных характеристик в случае со схемой «кадр в кадре» входным сигналом для синхроселектора может являться толь-ко вывод YOUT. По этой причине вывод YOUT соединяется через конденсатор с выводом YSYNC.

Время задержки между различны-ми входами и сигналом YOUT может

Рис.1. Блок-схема ИС ILA8891

МУ

ЛЬ

ТИ

МЕ

ДИ

А И

ТЕ

ЛЕ

КО

М

61


быть значительным. Выбирая сигнал YOUT как входной для синхроселек-тора, можно исключить влияние этих сдвигов на положение изображения. Только для RGB-сигналов без синхрони-зации в канале G вход синхроселектора может быть подключен к одному из CVBS-входов. Данный выбор реализует-ся битом SYS.

Выход строчного синхроимпульса HSYNCPIP получается из внутренне-го ГУН, который работает на частоте 25 МГц. Этот генератор стабилизирует частоту по опорному входному так-тирующему сигналу. Чтобы получить устойчивую картинку в режиме «кадр в кадре» в отсутствие входного сигнала, необходимо либо выключить фазовый детектор 1, либо включить его в режим слабого усиления.

Условия по входу определяются схемой видеоидентификации. Схема видеоидентификации может автома-тически переключать фазовый детек-тор 1 в состояние минимального усиления, когда отсутствует входной сигнал. Такой режим работы может быть включен сбросом бита VID. Когда бит VID установлен в «1», режим рабо-ты фазового детектора определяет-ся битами FOA/FOB или POC. Когда режим «кадр в кадре» не использует-ся, схема видеоидентификации может подключаться к любому CVBS-входу. Кадровая синхронизация реализуется схемой делителя.

ИС ILA8890/91 используются как вход-ные процессоры для ЖК ТВ-приемников. В этом применении кадровые и строч-ные сигналы синхронизации можно использовать по выводам HSYNCPIP и V/HSYNCPIP. Полярность этих сигналов положительная. Битом VXORH можно выбрать кадровые и строчные импуль-

сы или только кадровые на выводе V/HSYNCPIP.

Полосовые и режекторные фильтры в канале цветности (включая фильтр Клоше в схеме обработки сигнала стан-дарта SECAM) осуществляются посред-ством внутренних фильтров, подстра-ивающихся по опорной частоте. Эти фильтры можно программно включать и отключать.

В блоке многостандартного декоди-рования сигнала цветности ИС декоди-рует сигнал цветности в системы PAL/NTSC/SRCAM. PAL/NTSC-декодер не тре-бует внешнего кварцевого резонатора, потому что имеет встроенный генератор, который стабилизируется по тактовой частоте, присутствующей на выво дах CLKIN/P (частота = 24,576 MГц ±45 Гц)

В условиях плохого сигнала (например, сигнала видеомагнитофо-на) может оказаться, что детекторы цвета выключаются, несмотря на то, что ФАПЧ все еще находится в режи-ме захвата. Когда необходимо вклю-чить детекторы цвета принудительно и перевести декодер в определенную систему, нужно установить бит FCO. Чувствительность детекторов цвета PAL/NTSC может быть отрегулирована битами CHSE1/CSHSEO.

Схема автоматического ограниче-ния цвета ACL (включаемая битом ACL) предотвращает насыщение, возникаю-щее при приёме сигналов с большим отношением сигнал/вспышка. Схема ACL разработана так, что уменьшает сигнал цветности, не действуя на сиг-нал цветовой синхронизации, поэтому работа ACL не влияет на чувствитель-ность детектора цвета.

Декодер SECAM включает автокали-брующийся ФАПЧ-демодулятор, фор-мирующий две поднесущие частоты.

Калибровка осуществляется каждый кадр во время обратного хода от так-тового сигнала с микроконтроллера с использованием опорного напряже-ния. Частота B-Y демодулятора может быть дополнительно подстроена битами SB01/SB00. Линия задержки сигнала цветности на длительность одной строки также интегрирована. Цветоразностные сигналы подклю-чаются к линии задержки, не выходя наружу. Линию задержки можно отклю-чить битом BPS.

В блоке формирования выходных сигналов для режима «кадр в кадре» ИС ILA8891 формирует выход YPRPB, кото-рый может использоваться в цветной системе «кадр в кадре» во внешнем видеоскалере. Любой из присутствую-щих в видеопроцессоре входов может быть подключен к выходу YPRPB. Для этого схема имеет входную матрицу, конвертирующую RGB входные сигналы в YPRPB-стандарт.

Гибкость схемы позволяет реализо-вать следующую ситуацию: цифровой декодер цветности видеоскалера обра-батывает ПЦТС-сигнал со входа SCART-разъема, ИС ILA8891 пересчитывает RGB-сигнал со SCART-разъема в YPRPB-выход. Таким образом два входных сиг-нала можно смикшировать в различных режимах.

Видеопроцессоры данной серии полностью управляются через I2С-шину. Управление осуществляется посред-ством записи данных в один (или более) внутренний регистр. Информация состояний может быть прочитана микроконтроллером в любое время. Максимальная частота передачи дан-ных через I2С-шину — 400 Кбит/с. Для видеопроцессоров ILA8890/91 под-адрес равен 8ЕНЕХ.


| APPLE И TSMC РАСШИРЯТ РАМКИ ФАУНДРИ-СОТРУДНИЧЕСТВА | Компании Apple и TSMC укрепляют фаундри-сотрудничество в

ущерб Samsung Electronics. Недавно Apple и TSMC без лишнего шума заключили соглашение, в рамках которого они займутся

производством двухъядерных процессоров А5 для планшетов iPad 2 компании Apple. Есть сведения, что Apple воспользуется

40-нм технологией TSMC для выпуска А5. Кроме того, Apple станет работать по технологии 28 нм совместно с TSMC. Такое

партнерство можно расценить как удар по Samsung, которая производит процессоры А4 для планшета iPad как фаундри-

компания. Samsung также изготавливает процессоры для «айфонов». Пока не ясно, будет ли Samsung заниматься выпуском

А5. Apple самостоятельно разработала процессоры А4 и А5 для «айфонов» на основе технологии ARM.

Возможными причинами сотрудничества Apple с TSMC являются следующие: Samsung — конкурент Apple по «айфо-

нам» и iPad; TSMC располагает самой совершенной 40-нм технологией среди фаундри-компаний; у TSMC — самые боль-

шие производственные мощности по реализации этой технологии.

Samsung, Motorola, RIM и многие другие компании также продают планшетные ПК. По мнению аналитиков VLSI Research,

велик риск затоваривания данного рынка. При этом многие компании не смогут конкурировать с Apple по ценовому

показателю. Если к концу года рынок планшетов затоварится, фаундри-компании с их большими капитальными расходами

серьезно пострадают.

Согласно отчету исследовательского агентства FBR, темпы роста производства iPad 2 оказались выше ожидаемых. Так,

в I кв. 2011 г. количество планшетов составит 5,5 млн шт. вместо предполагавшихся 5,1 млн. Кроме того, вместо планиро-

вавшихся 300 тыс. будет произведено около 2 млн iPad 2 благодаря оперативному решению вопроса поставки сенсорных

панелей. Во II кв. 2011 г. аналитики FBR прогнозируют выпуск 7,2 млн iPad. По оценкам агентства, в 2011 г. будет произ-

ведено 45 млн iPad.

www.elcomdesign.ru

62

WWW.ELCOMDESIGN.RU

По мере возрастания автоматических систем управ-ления с обратной связью всё большее применение в них находят датчики, способные с высокой точностью изме-рять токи. Примерами таких устройств могут служить регуляторы скорости вращения двигателей, яркости светодиодов и т.д. Для измерения тока последовательно с нагрузкой включается резистор, а специальный усилитель повышает падающее на нём напряжение и изолирует его от управляющей цепи. Новые усилители, специально при-способленные для решения этой задачи, находят широкое применение в различных областях — в устройствах связи, компьютерах, автомобилях и т.д.

Существуют два метода включения датчиков тока — в цепь земли и в высокопотенциальную цепь. В обоих слу-чаях резистор с небольшим сопротивлением включается в токопроводящую цепь, а падение напряжения на нём, пропорциональное протекающему току, служит входным сигналом для усилителя. В первом случае датчик включа-ется между нагрузкой и землёй, при высокопотенциаль-ном методе — между положительным выводом источника питания и нагрузкой. Оба метода имеют свои преимуще-ства и недостатки.

Основным преимуществом низкопотенциального мето-да является то, что синфазный сигнал на входе усилителя мал и, следовательно, его напряжение питания тоже может быть небольшим. Однако при этом возникает несколько проблем, нивелирующих все преимущества этого метода. Первая состоит в том, что необходимо иметь только один провод заземления, чтобы через датчик проходил весь ток нагрузки. Если земляным проводом служит металлический корпус устройства, вставить в него токочувствительный резистор довольно сложно. Кроме того, земляной про-вод не является идеальным проводником, в различных его точках может быть разное напряжение, так что для точного измерения тока требуется дифференциальный усилитель. Однако, вероятно, самой серьёзной проблемой является то, что включение резистивного датчика тока в земляной про-вод означает наличие разницы потенциалов между землёй самого устройства и общим земляным проводником. Это может внести ошибки в работу системы и затрудняет связь между узлом, в котором измеряется ток, и остальной частью системы. Поскольку погрешность измерений определяется в данном случае напряжением на датчике, то это напряжение разработчик вынужден рассматривать как помехи (или шум) по цепи земли и стремиться его уменьшить. В результате типичное максимальное напряжение датчика VSense в 100 мВ превращается в 100 мВ шумов в измерительных цепях. Проблему с внесением шумов можно полностью исключить

В статье рассказывается о преимуществах высокопотенциальных датчиков тока для построения схем кон-троля и управления. Представлены характеристики современных интегральных схем (ИС) для высокопотен-циальных датчиков тока, которым отлично соответствует микросхема LT6102 компании Linear Technology, позволяющая измерять токи очень малых величин.

БРАЙАН БЛЭК, менеджер по продажам, Linear Technology

Усилители датчиков тока для разных

приложений

х про-

Гц

ала)

включением датчика в высокопотенциальную цепь — между «плюсом» источника питания и нагрузкой.

Этот подход, как уже говорилось ранее, называется высокопотенциальным методом. Он позволяет избежать проблем, связанных с низкопотенциальным включени-ем, однако и у него есть свои недостатки. В этом случае также используется низкоомное сопротивление, разность потенциалов на выводах которого пропорциональна про-текающему току. Однако при этом на обоих его выводах присутствует достаточно большой потенциал, равный напряжению источника питания и являющийся для усили-теля датчика синфазным входным сигналом. Т.е усилитель должен правильно работать в условиях малого дифферен-циального и большого синфазного сигналов.

Для низковольтных систем принято использовать обычные инструментальные усилители, способные рабо-тать с сигналами «от питания до питания». Выход таких усилителей даст нужный сигнал, привязанный к земле, без существенной ошибки. Однако при больших напряжениях в измеряемой цепи, скорее всего, придётся преобразо-вывать сигналы с датчика в приемлемый для усилителя диапазон или организовывать «плавающее» питание для усилителя. Такие дополнительные схемы увеличивают стоимость и место, занимаемое датчиком на плате, но при этом правильная работа обеспечивается только тогда, когда синфазное напряжение остаётся в довольно узком, заранее известном, диапазоне. Однако в большинстве случаев полезно было бы обеспечить нечувствительность датчика к изменению синфазного напряжения. Например, если схема датчика тока останется работоспособной при падении выходного напряжения источника питания, это поможет определить, где возникла проблема — в нагруз-ке или в самом источнике питания. Возрастание тока в нагрузке указывает на возможную неисправность в ней, а падение напряжения на выходе источника питания при неизменном или падающем токе в нагрузке — на неис-правность самого источника питания.

Множество устройств, ток в которых надо измерять, являются индуктивностями (например, двигатели или соленоиды), и изменение тока через них сопровождается появлением ЭДС самоиндукции, что вызывает существен-ные изменения синфазного напряжения на датчике тока. Очевидно, что для таких измерений следует использовать и соответствующий усилитель 1.

ПРОСТОЕ РЕШЕНИЕ

Усилители сигнала датчиков тока специально сконстру-ированы так, чтобы облегчить решение этой проблемы.

1 Для переключаемой или коммутируемой нагрузки включение датчика между ключом и нагрузкой вызовет появление большой и, скорее всего, высокочастотной синфазной помехи. Даже у усилителей с очень высоким коэффициентом ослабления синфазного сигна-ла этот коэффициент существенно снижается при повышении частоты этого сигнала, приводя к довольно большой ошибке измерения. Чтобы избежать таких помех, резистор датчика следует включать там, где он не будет подвержен влиянию коммутационных помех.

64

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Они способны выделять малый дифференциальный сигнал на фоне большого синфазного, усиливать его и преобра-зовывать в сигнал относительно земляного провода. На рисунке 1 показана типичная структура такого усилителя. В данном случае усилитель управляется напряжением на резисторе RIn, которое равно напряжению на датчике тока RSense. При этом ток через резистор RIn преобразуется в ток через резистор ROut, позволяя получить выходное напряжение, привязанное к земляному проводу. Для обе-спечения достаточной точности преобразования исполь-зуемый в этой схеме усилитель должен обладать высоким входным сопротивлением и большим усилением, а также большим коэффициентом ослабления синфазного сигнала при широком диапазоне допустимых синфазных сигналов. Все эти характеристики оказывают серьёзное влияние на точность преобразования.

В идеале измеритель тока или напряжения не должен оказывать влияния на нагрузку, к которой он подклю-чён. Для измерителя напряжения это означает требо-вание бесконечно большого входного сопротивления, чтобы не вызывать дополнительного тока в нагрузке. Соответственно, измеритель тока должен в идеале иметь нулевое входное сопротивление, чтобы не вызывать изме-нения напряжения на нагрузке.

Высокопотенциальный измеритель тока (т.е. комби-нация резистора датчика и усилителя) обязан отвечать обоим требованиям: датчик тока должен иметь как можно меньшее сопротивление, а усилитель, преобра-зующий падение напряжения на нём — как можно боль-шее. Чтобы лучше понять это, давайте рассмотрим, что произойдёт при использовании датчика тока с большим сопротивлением. По мере увеличения сопротивления датчика уменьшается приложенное к нагрузке напря-жение, а соответствующее увеличение напряжения на датчике ведёт к увеличению его нагрева, что снижает надёжность системы.

Основной причиной для увеличения сопротивления датчика является увеличение выходного напряжения всей схемы, как показывает уравнение 1:

Vout = G RSENSE ISENSE, (1)

где произведение усиления G на сопротивление датчика представляет собой усиление преобразователя в целом. Следовательно, увеличение сопротивления датчика может потребоваться при использовании усилителя с фикси-рованным или ограниченным коэффициентом усиления. Фактически входной диапазон допустимых напряжений усилителя и максимальный ожидаемый ток в нагрузке и определяют максимальное значение сопротивления дат-чика:

. (2)

Например, если максимальный ток в нагрузке составля-ет 50 мА, а диапазон входных напряжений усилителя равен 250 мВ, то максимальное сопротивление датчика при этом равно 5 Ом. В идеале разработчик не должен увеличивать сопротивление датчика для компенсации недостаточного усиления. Если усилитель имеет достаточно большое уси-ление и хорошую точность, разработчик должен использо-вать минимально возможное сопротивление датчика тока, величина которого определяется необходимой разрешаю-щей способностью и напряжением смещения усилителя:

. (3)

Например, если необходимая разрешающая способ-ность составляет 1 мА, а напряжение смещения усилите-ля равно 1 мВ, то минимальное сопротивление датчика составляет 1 Ом. Уравнение (3) является самым важным, т.к. показывает прямую связь параметров датчика с харак-теристиками усилителя.

ХАРАКТЕРИСТИКИ СОВРЕМЕННЫХ ИС ДЛЯ ВЫСОКОПО-

ТЕНЦИАЛЬНЫХ ДАТЧИКОВ ТОКА

Современные ИС усилителей обеспечивают карди-нальное улучшение параметров. Например, новая микро-схема LTC6102 (см. рис. 2) производства Linear Technology выполнена с использованием технологии с нулевым дрейфом. В результате приведённый ко входу дрейф составляет всего 10 мкВ, а температурный коэффициент дрейфа не превышает 50 нВ/°C. Следовательно, с этой ИС можно использовать на порядки меньшие сопротивления датчиков тока, чем с ИС предыдущего поколения. В то же время максимально допустимое входное напряжение LT6102 составляет 2 В, что позволяет при низкой чувстви-тельности нагрузки к высоким сопротивлениям датчиков тока увеличивать их значения. Такое сочетание большого допустимого входного напряжения с малым напряже-нием смещения даёт динамический диапазон входных напряжений в 106 дБ, позволяя измерять токи в несколь-ко ампер с разрешающей способностью в микроамперы. Поскольку усиление ИС устанавливается внешним рези-стором, то можно использовать эту ИС для измерения очень малых токов, а при использовании прецизионных резисторов можно получить погрешность установки коэффициента усиления меньше 1%.

Улучшение этих характеристик не вызвало ухудшения других параметров. Например, входной ток смещения не превышает 300 пА, а максимальное синфазное напряжение составляет 105 В. При этом ослабление синфазного напря-жения — не менее 130 дБ, что обеспечивает увеличение напряжения смещения всего на 32 мкВ при напряжении на датчике в 100 В. В то же время высокое быстродействие усилителя (время установления выходного сигнала состав-ляет 1 мкс) позволяет использовать его для аварийного отключения при неисправностях в нагрузке или источнике питания.

Рис. 1. Типичная схема включения высокопотенциального измерителя тока

Рис. 2. Использование LT6102 как усилителя датчика тока

65


УСИЛИТЕЛИ ДЛЯ РАЗНЫХ ТРЕБОВАНИЙ

Типовую схему включения можно с лёгкостью заме-нить другой, приспособленной под иные требования. Например, эту ИС можно с успехом использовать в полу-мостовых драйверах электродвигателей для измерения токов в плечах, что является, вероятно, самым эффектив-ным способом измерения токов ключей и обнаружения неисправностей. Очень удобно для этого использовать сдвоенный усилитель LT6103, в котором имеются две пре-цизионные схемы высокопотенциальных усилителей для токовых датчиков.

В системах с автономным питанием ток в цепи батареи может течь в двух направлениях (при зарядке и разряд-ке). В этом случае целесообразно применить ИС LT6104, интересной особенностью которой является возможность использования различных сопротивлений в качестве датчиков тока разряда и заряда (хотя не возбраняется и применение в обоих случаях одного и того же датчика). Использование отдельных резисторов может потребо-ваться потому, что токи в режимах заряда и разряда могут существенно отличаться и применение резисторов с раз-ным сопротивлением позволяет разработчику выбрать подходящую для каждого режима точность измеритель-ной цепи.

В некоторых случаях желательно иметь возможность измерения тока в широком диапазоне потенциалов изме-рительной цепи, в том числе при нулевом потенциале

на датчике. Это позволяет точно измерять токи даже при коротком замыкании в нагрузке. В этих условиях можно использовать микросхему LT6105. В тех случаях, когда аппаратура должна работать при высоких температурах, следует применить ИС LT6107, способную работать при температурах до 150°C.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Усилители для высокопотенциальных датчиков тока позволяют получить множество преимуществ при построе-нии контрольных и управляющих схем. Расширение исполь-зования, например, систем с батарейным питанием и систем управления двигателями существенно увеличило спрос на усилители с большим допустимым синфазным напряжением и повышенной точностью. Отвечая на эти запросы, LT6102 стала надёжной основой для построения схем с большой точностью измерений и широким диапазоном применения, а также основой для создания других микросхем для специ-фических приложений. В результате усилители высокопо-тенциальных датчиков тока соответствуют теперь лучшим образцам современных аналоговых ИС, став прекрасной альтернативой менее точным и более сложным в использо-вании схемам предыдущего поколения.

Дополнительную информацию о микросхемах Linear Technology см. в руководстве по применению, где пред-ставлены схемы для измерения тока (www.linear.com/currentsense).


| 60-% СНИЖЕНИЕ ЦЕН НА СРЕДСТВА РАЗРАБОТКИ ДЛЯ ПРОЦЕССОРОВ BLACKFIN® | Компания Analog Devices

объявила о начале акции, в соответствии с которой можно приобрести со скидкой до 60%:

комплект из полной лицензии VisualDSP++® и бюджетного JTAG-эмулятора (ADZS-ICE-100B); комплект из полной лицензии VisualDSP++® и высокопроизводительного JTAG-эмулятора (ADZS-HPUSB-ICE). В акции также участвуют отладочные платы для процессоров семейства Blackfi n (Blackfi n EZ-KIT Lite и EZ-Board),

которые можно приобрести со скидкой $50.

С 31 января по 30 апреля 2011 года при покупке в компании «Элтех» любого из участвующих в акции комплектов

Вы заплатите всего лишь 40% от суммарной стоимости входящих в комплект средств разработки:

экономия до 60%: ADZS-BLKFN-BUNDLE за $2995*; экономия до 55%: ADZS-100B-BUNDLE за $1995*; экономия до $50: ADI-BLACKFINPROMO (при заказе необходимо указать тип отладочной платы). Данная акция позволит российским разработчикам максимально снизить затраты на разработку проектов с

использованием процессора Blackfi n®.

*Цены указаны без стоимости доставки и налогов. Стоимость в рублях на текущий день можно узнать в офисах

компании «Элтех».

www.eltech.spb.ru

| РЫНОК ИНТЕЛЛЕКТУАЛЬНОГО УПРАВЛЕНИЯ ОСВЕЩЕНИЕМ УДВОИТСЯ К 2016 г. | Расходы электроэнергии на осве-

щение составляют приблизительно 17,5% от всей потребляемой электроэнергии в мире, при этом освещением в ком-

мерческих зданиях управляют в основном обычные выключатели. Между тем, интеллектуальные системы управления

позволяют значительно экономить электроэнергию за счет способности реагировать на условия окружающей среды.

Например, определяя наличие людей в помещении и его естественную освещенность, система обеспечит столько

искусственного света, сколько требуется.

По данным доклада Pike Research, рынок интеллектуальных систем управления освещением существенно рас-

тет, и компания прогнозирует его увеличение с 1,3 до 2,6 млрд долл. к 2016 г. При агрессивном развитии сценария

предполагается, что рынок может вырасти более чем на 3,5 млрд долл. Pike Research ожидает, что крупнейшими

рынками сбыта интеллектуальных средств управления освещением станут офисы и образовательные учреждения.

Значительную часть рынка займут объекты здравоохранения, предприятия розничной торговли, гостиницы и

рестораны. Компания прогнозирует, что приблизительно 73% систем контроля освещения будут установлены в

процессе переоснащения зданий, а 27% будут включены в новое строительство.

www.elcomdesign.ru

66

ДИ

СК

РЕ

ТН

ЫЕ

СИ

ЛО

ВЫ

Е К

ОМ

ПО

НЕ

НТ

Ы

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Десятилетняя эволюция развития технологии Super-Junction MOSFET достигла пределов применения кремниевых технологий. Уменьшение сопротивления канала RDS[ON] на единицу площади активной зоны и продолжающееся снижение размеров кристалла улучшают соотношение стоимость/производительность [1]. Однако эти достижения не решают всех проблем разработчиков источников питания.

КЛЮЧЕВЫЕ МОМЕНТЫ ПРИ ВЫБОРЕ SUPER-JUNCTION MOSFETДЖОН ХЭНКОК (JON HANCOCK), главный инженер, Infi neon Technologies

Фактически, успех в решении неко-торых вопросов, связанных с заря-дом затвора, привел к усложнению задачи разработки надежных схем из-за недостаточно хорошо прора-ботанной топологии [2]. В силу этого обстоятельства возникла необходи-мость лучше понять, как электриче-ские характеристики высоковольтных MOSFET влияют на работу конкретного приложения, чтобы затем их оптими-зировать. И только после этого ста-новятся понятными модели функцио-нирования различных топологий схем. Придерживаясь такой методологии, попробуем проанализировать эволю-цию Super-Junction MOSFET, начиная с появившихся 10 лет назад CoolMOS™, и определить перспективы развития этого направления.

Во-первых, удалось значительно снизить RDS[ON] по сравнению с техноло-гией, популярной 10 лет назад в PCIM (Power Conversion Intelligent Motion). В 2005 г. технология CoolMOS позволила уменьшить RDS[ON] с 39 до 25 мОм/см2 [3, 4]. Данная технология также дала воз-можность существенно уменьшить заряд затвора QGD MOSFET в целом на 60—65%. На рисунке 1 для сравнения приведены характеристики заряда затвора для трех семейств полевых транзисторов диапазона 190…199 мОм:

Рис. 1. Сравнение зарядов затворов для устройств CoolMOS C3, C6, CP группы 190 мОм при ID = 20 A

C3 (2003), CP (2005) и C6 (2009) при токе нагрузки 20 А.

С учетом значительного снижения выходной емкости COSS, играющей основную роль в механизме потерь в режиме жесткого переключения, эффективность переключения семей-ства CP значительно превзошла эффек-тивность семейства C3 [3—5]. Это очень хорошо, но остальные характеристики MOSFET не улучшились.

СЛИШКОМ БЫСТРОЕ

ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕ?

Из всего многообразия схемотех-нических решений и режимов работы рассмотрим только наиболее распро-страненные из них. Основная катего-рия преобразователей реализована на основе однотактных схем, которые используют жесткое переключение и работают либо в прямом или инверсном режимах (прямоходовые, обратноходо-вые или повышающие преобразовате-ли), либо в режимах DCM (Discontinuous Conduction Mode — режим прерыви-стых токов), CrCM (Critical Conduction mode — режим критической проводи-мости), либо CCM (Continuous Conduc-tion Mode — режим непрерывных токов). Первые два режима характери-зуются треугольной формой токового сигнала с нулевым первоначальным

током и низкими потерями при вклю-чении, а также следующими требова-ниями к рабочим характеристикам: минимальное сопротивление в прово-дящем состоянии и малые потери при выключении на большом токе. В дан-ном случае концепция Super-Junction MOSFET работает хорошо из-за низкого RDS[ON] и нелинейного сглаживающего эффекта выходной емкости [3, 4].

Низкие COSS также ведут к малым EOSS при включении, поддерживая DCM-режим. В таких схемах режим выключе-ния квази-ZVS (ZVS — отключение при нулевом напряжении) способствует повышению эффективности, поскольку канал проводимости быстро закрыва-ется и выходная емкость заряжается током индуктивной нагрузки.

Низкий заряд затвора CoolMOS CP определяется малой величиной емко-сти затвор-сток, что повышает скорость переключения, но снижает «контроль» над величиной di/dt. В большинстве рассматриваемых схем, работающих в паре с трансформатором, это обсто-ятельство не приводит к каким-либо затруднениям, поскольку внутренний импеданс схемы стремится ограничить di/dt и dV/dt. Разработчикам повышаю-щих PFC-преобразователей приходится при высоких значениях di/dt и dV/dt уделять особое внимание низким импе-дансам схемы и потенциалам. Обратной стороной небольшого заряда затвора является низкая проходная емкость CRSS и большая чувствительность к разводке печатной платы. На рисун-ке 2 иллюстрируется функциональная схема MOSFET вместе с паразитными элементами печатной платы, которые в определенных случаях приводят к воз-никновению колебательных процессов в моменты включения и выключения. Кроме внутренней емкости обратной связи сток-затвор имеется внешняя емкость, главным образом определяе-мая корпусом MOSFET и проводниками платы.

Хуже того, влияние внешней ем кости совместно с паразитными индуктив-

68

ДИ

СК

РЕ

ТН

ЫЕ

СИ

ЛО

ВЫ

Е К

ОМ

ПО

НЕ

НТ

Ы

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Рис. 3. Снижение Qrr и сглаживание наклона при отключении тока улучшает поведение встроенного диода в режиме переключения для CFD-устройств

Рис. 2. При совместной работе MOSFET и печатной платы следует учитывать влияние внутренних и внеш-них емкостей

ностями ведет к появлению дополни-тельного фазового сдвига. Основным способом борьбы с этим является минимизация внешней емкости между стоком и затвором. Кроме того, можно прибегнуть и к таким паллиативным мерам как использование феррито-вых колец с большими резистивны-ми потерями порядка 30…50 Ом на частоте 100 МГц [1]. Таким образом, на практике достигается быстрое пере-ключение. Однако для некоторых схем и приложений оно может оказаться слишком быстрым.

ВЗВЕШЕННЫЙ ПОДХОД

Итак, если для одного класса при-ложений хорошо подходят MOSFET семейства СР, характеризующиеся низкими потерями при выключении и очень быстрым переключением, то для других приложений необходим более взвешенный подход. Для этого в 2009 г. были разработаны MOSFET семейств C6/E6, позволяющие контролировать di/dt и dV/dt в широком диапазоне токов нагрузки.

В таких устройствах как двухтакт-ный преобразователь, в котором через встроенный диод может проте-кать или не протекать реактивный ток, необходимо отслеживать скорость переключения, даже если MOSFET при быстром переключении работает довольно-таки надежно. Это следу-ет из ограничений, характерных для большинства плавающих драйверов (floating drivers) или драйверов с полу-мостовой конфигурацией, у которых часто верхний предел CMRR (Common Mode Rejection Ratio — коэффици-ент ослабления синфазных сигналов) находится в диапазоне 15…40 В/нс. Поскольку уменьшение выходной емкости снижает потери при включе-нии, dV/dt повышается. Контроль над di/dt и dV/dt должен осуществляться с высокой скоростью в широком диапа-зоне токов нагрузки, что необходимо для того, чтобы при увеличении тока нагрузки поддерживалась заданная скорость переключения выходных импульсов. Это требование следует учитывать при расчете емкости затво-

ра и обеспечении управления скоро-стью переключения затвора в широ-ком диапазоне токов стока вплоть до типовых максимальных значений напряжений около 400 В.

Еще более строгие требования предъявляются к рабочему режиму встроенного диода и его быстрого восстановления после переключе-ния. Необходим внимательный под-ход к разработке встроенного диода, а также к емкости затвора, чтобы обеспечить согласованную и надеж-ную работу таких мощных силовых мостов, а также управлять скоро-стью di/dt и пиковым напряжением при коммутации. Для этого требуется оптимизировать процесс рекомбина-ции носителей, что позволит умень-шить объемный заряд Qrr встроенно-го диода [6].

Необходимость данного требо-вания еще более велика для Super-Junction MOSFET с их компенсацион-ными структурами, поскольку они ограничивают рост напряжения на диоде до тех пор, пока практически все носители не будут удалены с ниж-него эпитаксиального слоя рядом с подложкой. Это обычно приводит к резкому падению тока и высоким зна-чениям di/dt в конце интервала пере-ключения. Высокие значения di/dt, в свою очередь, приводят к появлению dv/dt на индуктивности контура пре-образователя, что ведет к возникно-вению всплесков перенапряжений и лавинообразных пробоев. На рисун-ке 3 показано, как совершенствование технологии и схемы позволяет улуч-шить суммарный Qrr и наклон di/dt в конце фазы восстановления.

ВОЗМОЖНОСТИ УЛУЧШЕНИЯ

ХАРАКТЕРИСТИК

Рассмотренный подход показал, что в высоковольтных MOSFET можно улуч-шить не только RDS[ON]. Однако после анализа публикаций на эту тему стано-вится ясным, что разработчики стре-мятся улучшать именно этот параметр (см. рис. 4). Однако данные публикации являются только вершиной айсберга и не раскрывают всех направлений рабо-ты лидеров индустрии.

Проблемы с улучшением RDS[ON]в Super-Junction MOSFET заключаются не в формировании концептуального представления о необходимых струк-турах, а в развитии реальных произ-водственных технологий, приводящих к улучшению Cpk (индекса воспроиз-водимости процесса). Причина этих проблем лежит в фундаментальных физических взаимоотношениях, тре-буемых для получения низкого RDS[ON], к числу которых относится соотноше-ние геометрических размеров стол-биков, ограничивающее степень леги-

70

ДИ

СК

РЕ

ТН

ЫЕ

СИ

ЛО

ВЫ

Е К

ОМ

ПО

НЕ

НТ

Ы

WWW.ELCOMDESIGN.RU

рования, которое используется для достижения заданного блокирующего напряжения.

Соотношение геометрических раз-меров Super-junction столбика опреде-ляется выражением:

ASJ = tSJ/WSJ,

где tSJ — высота столбика для компен-сации заряда (р-столбики под основны-ми р-карманами); WSJ — период ячеек. Тогда для SJ MOSFET:

.

Из этих соотношений следует вывод о необходимости изготовления столбиков с высоким соотношением геометрических размеров и перио-дичностью, а также о потребности соблюдения баланса зарядов при достаточно высоких уровнях леги-рования. На рисунке 4 представлены значения RDS[ON], достигнутые различ-ными кампаниями. В большинстве слу-

чаев вместо традиционной технологии многослойного эпитаксиального выра-щивания с отжигом, используемой для большей части существующих поколе-ний серийно выпускаемой продукции, применялся метод Trench Filling, поза-имствованный из технологии изготов-ления DRAM. В последних публика-циях [7] внимание уделено недавно разработанным методам измерений и анализа, позволяющих определять количество структур и оценивать ход процесса для контроля над серийным производством. Другие технологиче-ские подходы, например имплантация при высоких энергиях, продемонстри-ровали свою состоятельность в лабо-раторных условиях, но пока недоста-точно проработаны для внедрения в промышленные системы [8].

Несмотря на то, что в [9] еще в 2005 г. был предсказан дальнейший замет-ный технологический прогресс, он пока медленно осуществляется в коммерче-ских масштабах, возможно, из-за про-блем с серийным внедрением техно-

Рис. 4. SJ MOSFET, реализованные по технологии Trench Filling с самыми низкими показателями RDS[ON] из обзора опубликованных работ

логий Trench Filling. Однако история показывает, что мы запаздываем только с высокопроизводительными приложе-ниями со средним бюджетом, но не с гораздо более дорогостоящими реше-ниями на базе SiC и GaN, скачок разви-тия которых ожидается в 2011—2012 гг. Вероятно, тогда на рынке специализи-рованных приложений появится широ-кий ряд изделий с характеристиками, удовлетворяющими спросу потребите-лей с разным бюджетом.

ЛИТЕРАТУРА1. J. Hancock, F. Bjork, G. Deboy.

“AN-CoolMOS-CP-01 Application Note CoolMOS CP”//Infi neon Technologies AG. Austria.

2. L. Lorenz, I. Zverev, J. Hancock. “Second Generation CoolMOS Improves on Previous Generation’s Characteristics”//PCIM Magazine. Nov. 2000.

3. J. Hancock. “Meeting the Challenge for Offl ineSMPS Through Improved Semiconductor Current Density”.

4. J. Hancock. “Superjunction FETs BooST Effi ciency in PWMs”//Power Electronics Technology Magazine. July 2005.

5. J. Hancock. “Bridgeless PFC Boosts Low-line Effi ciency”//Power Electronics Technology Magazine. February 2008.

6. G. Deboy, J. Hancock, M. Puerschel, U. Wahl, A. Willmeroth. “Compensation devices solve failure mode of the Phase Shift ZZVS Bridge during light load operation”//Proceedings APEC Conference 2002.

7. S. Ono, L. Zhang, H. Ohta, M. Watanabe, W. Saito, S. Sato, H. Sugaya, and M. Yamaguchi. “Development of 600V-class trench fi lling SJ-MOSFET with SSRM analysis technology”//ISPSD 2009.

8. M. Rub, M. Bar, G. Deboy, F.J. Niedernostheide, M. Schmitt, H. Schulze, Al. Willmeroth. “550V Superjunction 3.9 Ω/mm2 Transistor Formed by 25 MeV Masked BoRDS [on] Implantation”//ISPSD 2004.

9. I. Bencuya. “The Future of Power Semiconductors”//APEC 2005 Plenary.


| TEXAS INSTRUMENTS ОТТЕСНЯЕТ FREESCALE И NXP | По данным ABI Research, компания Texas Instruments (TI) заняла

первое место в рейтинге Vendor Matrix среди поставщиков интегральных схем стандарта 802.15.4. На втором и третьем

местах, соответственно, компании Freescale Semiconductor и NXP Semiconductors.

Vendor Matrix — аналитическое средство компании ABI Research, обеспечивающее четкое понимание положения

вендоров в тех или иных сегментах рынка. Вендоры оцениваются по таким важным параметрам как «инновация» и

«внедрение». Первый параметр охватывает ряд характеристик поставляемой продукции, включая энергопотребление,

Rx-чувствительность, размеры памяти, параметры микроконтроллеров, форм-фактор, а также наличие стека протоко-

лов. Под вторым параметром подразумевается положение поставщика на рынке, деятельность компании на вертикаль-

ных рынках и уровень поддержки заказчиков.

Texas Instruments удалось занять первое место в рейтинге за счет высокого сочетания обоих параметров. Freescale

заняла второе место благодаря высокому показателю внедрения, а NXP — благодаря приобретению Jennic. Цель этого

приобретения — интеграция номенклатуры маломощных РЧ-решений Jennic в продукцию NXP, однако пока рано

судить о том, усилит ли поддержка NXP положение Jennic.

www.elcomdesign.ru

73


Эволюция MOSFET происходит по двум направле-ниям — в сторону увеличения эффективности преоб-разования энергии и увеличения плотности мощности. Эффективность преобразования определяется уровнем потерь мощности на силовом ключе в процессе работы. Плотность мощности определяется отношением макси-мального коммутируемого тока, приведенного к корпусу или площади, которую корпус прибора занимает на плате. Ключевыми параметрами, определяющими эффективность работы MOSFET-транзисторов, являются: сопротивление в открытом состоянии Rds(on), максимальный ток через транзистор Id и заряд затвора Qg. Потери мощности опре-деляются двумя составляющими: статической и динамиче-ской. Статические потери обусловлены падением напря-жения на сопротивлении открытого канала. Динамические потери определяются характером переключения, влияни-ем паразитных составляющих, потерями в цепях управле-ния по затвору.

Повышение плотности мощности определяется усовер-шенствованием структуры кристалла и технологии корпу-сирования. Эволюция развития транзистора от планарной до trench-технологии сопровождалась значительным сокращением площади кристалла, что привело к сниже-нию сопротивления канала в открытом состоянии Rds(on). В свою очередь, уменьшение этого параметра отразилось на снижении потерь мощности и улучшении процесса рассеяния тепла, что позволило производителям повы-сить плотность мощности. У современных низковольтных MOSFET сопротивление открытого канала составляет менее 1 мОм. Эти приборы обеспечивают широкий токо-вый диапазон для различных приложений — от единиц до сотен ампер.

ФАКТОРЫ, ОПРЕДЕЛЯЮЩИЕ ЭФФЕКТИВНОСТЬ СИЛОВЫХ

МОП-ТРАНЗИСТОРОВ

Для анализа работы полевых транзисторов существует множество моделей, и, тем не менее, соответствующее описание их работы затруднено. Большинство производи-телей полевых транзисторов предлагают для своих изде-лий модели Spice или Saber, но слишком мало говорят о ловушках, подстерегающих разработчика. Эти модели обе-спечивают, как правило, несколько способов разрешения наиболее общих вопросов. Характеристики переключения транзисторов в реальной схеме существенно отличаются от тех, которые рассчитаны производителями по состав-ным моделям. Причиной этого является недооценка или трудность учета дополнительных факторов, влияющих на поведение мощного МОП-транзистора в реальной схеме.

Кроме структуры и технологического процесса, по которому изготовлен прибор, на работу MOSFET в реаль-ной схеме оказывают влияние и другие факторы:

Силовые MOSFET — одни из самых востребованных в настоящее время ключевых элементов, используемых для преобразования электрической энергии. Они находят широкое применение в каскадах DC/DC-преобразователей, в коммутации и распределении цепей питания, управлении электроприводом и в цепях защиты. Основные пара-метры мощных МОП-транзисторов во многом определяют эффективность преобразования энергии в силовых приборах. Базовая технология MOSFET была разработана еще в 1970-х гг., однако поиск новых методов улучшения эффективности данного класса приборов продолжается.

МАКСИМ СОЛОМАТИН, менеджер по бренду IR, «Компэл»

Силовые MOSFET:

расширяем возможности

– сопротивление корпуса; – паразитные емкости и индуктивности межсоединений; – топология проводников печатной платы. При больших токах следует учитывать сопротивление

корпуса и печатных дорожек. Медные проводники стан-дартной печатной платы имеют удельное сопротивление 0,5 мОм на квадрат. В отдельных случаях сопротивление канала MOSFET оказывается ниже сопротивления печатных дорожек. Возможно ли на практике обеспечить прохожде-ние тока с такой плотностью в столь небольшом корпусе? Можно ли добиться того, чтобы сопротивления межсое-динений «кристалл — выводы корпуса» и «выводы корпу-са — контактные площадки печатной платы» были столь же низки? Необходимо также сохранить высокую частоту пере-ключений транзистора. Что же на практике ограничивает скорость переключения силовых транзисторов?

Фактически, реальная скорость переключения также зависит от ряда других факторов. Например, от того, насколько быстро происходит управление цепями затвора с учетом паразитной индуктивности.

Для анализа поведения MOSFET в реальной схеме рас-смотрим полумостовую схему, которая является наиболее типовой для силовой электроники. В частности, эта схема широко используется в синхронных понижающих конвер-торах.

ВЛИЯНИЕ ПАРАЗИТНОЙ ИНДУКТИВНОСТИ ВЫВОДОВ

КОРПУСА

Одним из основных паразитных элементов полевого транзистора, усложняющих и ухудшающих динамику пере-ходных процессов в реальных схемах, является паразитная индуктивность выводов полевого транзистора. Она обу-словлена двумя составляющими –индуктивностью свар-ных проволок и индуктивностью металлических выводов рамки транзистора. Величина паразитной индуктивности выводов составляет 5...7 нГн.

Влияние паразитной индуктивности рассмотрим на примере типовой полумостовой схемы с MOSFET ключами (см. рис. 1) . На эквивалентной схеме МОП-транзисторов показаны паразитные элементы — сопротивление и индуктивность выводов транзисторов, а также дорожек печатной платы и паяных межсоединений. Наличие индук-тивности в цепи затвора приводит к задержке сигнала управления как при включении, так и при выключении транзистора. Поскольку оба ключа (верхний и нижний) под управлением драйвера должны переключаться синхронно, то неучтенная задержка включения и выключения может привести к возникновению сквозного тока через мост и выходу из строя силового прибора.

Задержка в сигнале управления увеличивает потери мощности в цепях управления полевого транзистора.

74

WWW.ELCOMDESIGN.RU

На рисунке 2 показана зависимость потери мощности от индуктивности выводов MOSFET в реальной схеме DC/DC-преобразователя со следующими параметрами: вход-ное напряжение — 12 В; выходное — 1,3 В; частота преоб-разования — 500 кГц; выходной ток — 30 А.

Чем больше потери мощности, тем меньше эффектив-ность преобразования энергии. Наличие индуктивности выводов может также привести к появлению выбросов напряжения. Если эти броски напряжения превысят пре-дельно допустимые значения, прибор выйдет из строя.

Для устранения или уменьшения паразитной индуктив-ности рекомендуется использовать безвыводные корпуса типа DirectFET, а для уменьшения импеданса межсоеди-нений — оптимальную топологию разводки. В отличие от стандартных корпусов, DirectFET не имеет ни разваривае-мых проводников, ни рамочных выводов.

ДЕМПФИРОВАНИЕ ИНДУЦИРОВАННОГО ВКЛЮЧЕНИЯ

ТРАНЗИСТОРА НИЖНЕГО ПЛЕЧА

Одной из основных проблем, с которой часто приходит-ся сталкиваться разработчикам силовых преобразовате-лей, является возникновение сквозного тока в полумосто-вых каскадах, вызванное ложным отпиранием транзистора нижнего плеча из-за емкости Миллера в структуре МОП-транзистора (сток-затвор). Большие частоты переключения с острыми фронтами приводят к увеличению динамиче-ского тока. При открывании транзистора верхнего плеча напряжение сток-исток противоположного транзистора уменьшается со скоростью dVce/dt. Фронт этого напряже-ния вызывает протекание тока через емкость Миллера, затворный резистор и выходной каскад драйвера, что создает падение напряжения на активном сопротивлении в цепи затвора. Если этот потенциал превысит пороговое напряжение на затворе, произойдет ложное открывание транзистора Q2 (см. рис. 3).

Простой математический анализ показывает, что для наилучшего решения этой проблемы следует, чтобы соот-ношение Qgd/Qgs1 было меньше 1. Другими факторами предотвращения индуцированного включения являются низкий выходной импеданс цепей драйвера (<1 Ом), низ-кое внутреннее сопротивление затвора транзистора Rg, включение внешнего форсирующего конденсатора GS и использование для транзистора Q2 типов корпусов с минимальными паразитными параметрами.

СООТНОШЕНИЕ ДИНАМИЧЕСКИХ И СТАТИЧЕСКИХ

ПОТЕРЬ

Показателем качества управляющего ключа синхронно-го выпрямителя DC/DC-преобразователя является произ-ведение сопротивления открытого канала на заряд пере-ключения — Rds(on)∙Qsw. Именно этой величине прямо пропорциональна основная доля потерь мощности.

Для лучшего понимания вклада паразитной емкости Cdv/dt в динамические потери рассмотрим два близких типа MOSFET, отличающихся, в основном, Rds и отношени-ем Qgd/Qgs1 (см. табл. 1).

Транзистор №1 имеет высокое значение Rds(on) и низ-кое отношение CR, тогда как транзистор №2 имеет низ-кое значение Rds(on), но высокое отношение CR. Эти два транзистора были поочередно протестированы в схеме синхронного понижающего преобразователя (см. рис. 3). Транзисторы устанавливались на месте Q2, транзистор Q1 был того же типа. Частота преобразования конвертора — 1 МГц. Входное напряжение — 14 В, а выходное — 1,3 В. Измеренные потери для двух различных типов транзисто-ров показаны на рисунке 4.

Как показано на этом рисунке, транзистор №1 имеет меньшие потери по сравнению с транзистором №2 в широком диапазоне нагрузок. Фактически, при токе

Рис. 1. Эквивалентная схема полумостового транзисторного каскада с учетом паразитных цепей

Рис. 2. Падение напряжения на CSI увеличивает потери мощности в цепях управления FET

Таблица 1. Параметры двух транзисторов MOSFET

Транзистор Rds, мОм Qgs1, нКл Qgd, нКл CR (QGD/QGS1) Vth, В

№1 5,38 8,81 8,59 0,98 2,02

№2 4,83 10,85 16,37 1,51 2,08

Рис. 3. Прохождение тока через емкость затвор-сток

Рис. 4. Потери для двух различных типов МОП-транзисторов в нижнем плече схемы на рисунке 3 (транзистор Q2)

75


нагрузки 10 A потери мощности на транзисторе №1 на 0,72 Вт меньше, чем у транзистора №2. В целом, потери прибора №2 на 18% больше чем у прибора №1, которые в основ-ном обусловлены вкладом составля-ющей Cdv/dt (динамические потери при включении). Секрет состоит в том, что транзистор №1 имеет мень-шее значение Qgd и отношение CR и, следовательно, он обеспечивает меньшие потери Cdv/dt.

ВЛИЯНИЕ ТОПОЛОГИИ РАЗВОДКИ

Разводка цепей на печатной плате является другим важным фактором, определяющим производительность MOSFET в силовой схеме. Например, плохая или неудачная разводка печатных дорожек может добавить паразитные индуктивности и сопро-тивления, которые приведут к увели-чению динамических потерь и потерь на проводимость. В результате вырастет уровень ЭМИ.

Для уменьшения влияния топо-логии разводки разработчик должен стремиться к тому, чтобы площадь входных цепей была как можно мень-ше, и размещать драйвер и MOSFET как можно ближе друг к другу (см. рис. 5).

На правой части рисунка для уменьшения площади входных цепей использованы проходные керамические конденсаторы малого размера, размещенные под транзи-стором, и переходные отверстия. Следовательно, необходимо поме-щать проходные конденсаторы после выхода драйвера как можно ближе к затвору MOSFET. В данном случае, организация цепей управления тран-зистором Q1 имеет больший приори-тет, чем цепей Q2.

При параллельном соединении полевых транзисторов следует обе-спечить согласование импеданса затворных цепей. Дополнительно, при разводке печатных дорожек требуется использовать отдельные проводники аналоговой и силовой земли, чтобы локализовать прохож-дение больших токов по заданным

направлениям и исключить влияние на чувствительные входные цепи. Эти две земли необходимо соединить на печатной плате только в одной точке. В разводке следует использовать множество переходных отверстий для соединения МОП-транзистора с цепями питания Vin или землей. Любые неиспользуемые площади на печатной плате должны быть покры-ты медным слоем.

ТЕХНОЛОГИЯ КОРПУСИРОВАНИЯ —

КЛЮЧЕВОЙ ФАКТОР ПОВЫШЕНИЯ

ПРОИЗВОДИТЕЛЬНОСТИ MOSFET

Рост эффективности корпусов силовых МОП-транзисторов для поверхностного монтажа до настоя-щего времени обеспечивался эволю-ционным развитием уже известных основных типов корпусов по двум основным направлениям. Первое из них — разработка на базе корпуса SO-8. Второе — разработка при-боров с многорядным расположе-нием шариковых контактов в кор-пусах типа BGA или в бескорпусных FlipChip.

Снижение активного сопротив-ления и улучшение теплопередачи вариантов корпуса SO-8 достигалось за счет увеличения количества раз-вариваемых к выводам и кристаллу проволок из золота или алюминия. Им на смену пришло крепление кри-сталла медными зажимами-клипсами, что попутно улучшило отвод тепла к умощненным выводам корпуса, дополнительно рассеивающим тепло.

За последние несколько лет веду-щие производители MOSFET произ-вели существенные улучшения в кор-пусировании транзисторов, сохранив при этом низкие сопротивления во включенном состоянии и минимизи-ровав паразитные параметры.

КОРПУС D2PAK-7

Корпус D2PAK (TO-263) был раз-работан более 10 лет назад. Он используется многими произво-дителями для корпусирования мощных MOSFET с токами до 100 А и более. Соединение контактов

Рис. 5. Длина входных цепей должна быть минимальной

76

WWW.ELCOMDESIGN.RU

затвора и истока кристалла с выводами рамки корпуса производится алюминиевыми проволоками диаметром около 250 мкм. Стоковый контакт кристалла посажен через эвтектику на массивную металлическую площад-ку выводной рамки. Для уменьшения сопротивления соединения истока оно выполнено тремя проволоками. Основная цель модифицированного корпуса D2PAK-7, выпущенного компанией International Rectifier — уве-личение нагрузочной токовой способности корпуса за счет уменьшения сопротивления между контактами истока кристалла и выводной рамкой. Кристалл транзи-стора при этом не подвергался модификации под новый корпус. С этой целью истоковые контакты на кристалле соединены четырьмя проволоками с двумя гребенками контактов — на два и три контакта (см. рис. 6).

Благодаря этому удалось уменьшить сопротивление Rds(on) на 0,4 мОм по сравнению с обычным трехвыво-дным корпусом D2PAK. Использование дополнительных выводов рамки для цепи истока также улучшило тепло-передачу. При этом увеличилась и нагрузочная токовая способность корпуса.

В таблице 2 представлены базовые параметры MOSFET в модифицированных корпусах D-PAK-7 ком-пании IR. Можно отметить значительное уменьшение сопротивления открытого канала Rds(on) и увеличение максимального тока Id. Новая технологии корпусирова-ния позволила значительно увеличить плотность мощ-ности полевых транзисторов. Однако паразитные индук-тивности выводов для корпуса D-PAK-7 сохранились на прежнем уровне.

КОРПУС DIRECTFET

Технология корпусирования DirectFET компании IR стала первой, которая обеспечила прорыв на пути дости-

жения рекордно высоких показателей эффективности кор-пуса. Внешний вид и поперечный разрез прибора DirectFET представлены на рисунке 7.

Кристалл имеет двустороннее расположение выво-дов. На его нижней стороне расположены металлизиро-ванные контакты: два контакта истока и один — затво-ра. Контакт стока на второй поверхности кристалла соединен с медным корпусом-кожухом. Кристалл кре-пится к корпусу с помощью специального компаунда. Электрический контакт с печатной платой обеспечива-ется пайкой двух контактов истока, контакта затвора и двух контактов корпуса (отбортовки на корпусе). В транзисторах DirectFET электрический ток протекает по кратчайшему расстоянию — через кристалл и крышку корпуса. У транзисторов в корпусе SO-8, D-Pak и в раз-новидностях корпусов на их основе ток, кроме того, протекает через проволоки разварки кристалла и выво-

Рис. 6. Новый корпус обеспечивает удвоение токовой нагрузочной способности до двух раз

Рис. 7. Корпус типа DirectFET обеспечивает минимальные сопротивление выводов и паразитную индуктивность

Таблица 2. HEXFET N-канальные MOSFET-транзисторы в 7-выводном корпусе D2-PAK

Тип VDS, В Rds(on) @ 10 В, мОм ID @ TC = 25°C, A Qg, нКл

IRF1324S-7P 24 1,0 429 180,0

IRF2804S-7P 40 1,6 320 170,0

IRFS3004-7P 40 1,25 400 160,0

IRLS3034-7P 40 1,4 380 120,0

IRF1405ZS-7P 55 4,9 150 150,0

IRF3805S-7P 55 2,6 240 130,0

IRLS3036-7P 60 1,9 300 110,0

IRFS3006-7P 60 2,1 293 200,0

IRF2907ZS-7P 75 3,8 160 170,0

IRFS3107-7P 75 2,6 260 160,0

IRLS4030-7P 100 3,9 190 93,0

IRFS4010-7P 100 4,0 190 150,0

IRFS4115-7P 150 11,8 105 73,0

77


ды корпуса. Электрическое сопротивление корпуса DirectFET около 0,1 мОм. Это значение в 14 раз ниже, чем аналогичный параметр у классического корпуса SO-8. Оно гораздо ниже электрического сопротивления кри-сталла при открытом канале.

Разработанный компанией International Rectifier корпус нового поколения для поверхностного монтажа обеспечивает эффективный отвод тепла от кристалла мощного MOSFET за счет двухстороннего охлаждения кристалла. У транзисторов в корпусах DirecFET термо-сопротивление «кристалл — печатная плата» состав-ляет всего 1°С/Вт, а термосопротивление «кристалл — поверхность корпуса» — 3°С/Вт. Благодаря низкому термосопротивлению корпуса DirectFET способны рас-сеивать гораздо более высокую мощность, чем корпуса для поверхностного монтажа других типов. Это позволи-ло, по крайней мере, удвоить номинальный ток транзи-стора, сохранив размеры как кристалла, так и корпуса. Отсутствие проволок разварки и рамочных выводов с прямым монтажом кристалла на печатную плату пре-дельно снизило сопротивление контактов и паразитные индуктивности выводов. Простота топологии монтажа печатной платы также способствует уменьшению пара-зитных индуктивностей.

КЛАССИФИКАЦИЯ КОРПУСОВ DIRECTFET

Для оптимизации и согласования с током и сопро-тивлением канала транзистора разработаны три группы стандартных типов корпусов DirectFET, отличающихся размером крышки (Can): Small (малые), Medium (средние) и Large (большие). В каждой из групп существуют раз-личные модификации в зависимости от размера кри-сталла, расположения и числа контактных площадок. На рисунке 8 представлено сравнение размеров корпусов SO-8, DirectFET типоразмера М (средний типоразмер) и D-Pak.

Все типы корпусов DirectFET имеют одинаковую и мини-мальную среди корпусов для поверхностного монтажа высоту 0,7 мм. Номенклатура выпускающихся транзисто-ров в корпусах DirectFET компании IR перекрывает диапа-зон напряжений 20...250 В.

В таблице 3 приведены параметры N-канальных HEXFET-транзисторов International Rectifi er в корпусах DirectFET.

Применение транзисторов в корпусах DirectFET дает возможность заменить до трех параллельно включенных транзисторов в корпусе SO-8 или до двух транзисторов

Таблица 4. N-канальные HEXFET-транзисторы IR в корпусах PQFN

ТранзисторТипы

корпусовVDS, В

RDS(on) Max 10 В, мОм

ID @ TC = 25°C, A Qg, нКл

IRLHS6242 PQFN 2×2 20 22 14,0

IRFH5250 PQFN 5×6 B 25 1,15 45 52,0

IRFH5302 PQFN 5×6 B 30 2,1 100 29,0

IRFH5300 PQFN 5×6 B 30 1,4 50,0

IRLH5034 PQFN 5×6 B 40 2,4 100 82,0

IRLH5036 PQFN 5×6 B 60 4,4 100 44,0

IRFH5007 PQFN 5×6 B 75 5,9 100 65,0

IRFH5010 PQFN 5×6 B 100 9,0 100 65,0

IRFH5015 PQFN 5×6 B 150 31,0 56 33,0

IRFH5020 PQFN 5×6 B 200 55,0 43 36,0

IRFH5025 PQFN 5×6 B 250 100,0 32 37,0

Рис. 8. Соотношение размеров корпусов для поверхностного монтажа

Рис. 9. Корпус типоразмера 5×6 мм занимает точно такую же площадь и использует то же посадочное место, что и корпус SO-8

в корпусе D-Pak, вдвое поднять объемную плотность энергии, резко снизить температуру в преобразователе. Ультранизкое сопротивление открытого канала и низкий заряд затвора обеспечивают КПД преобразования выше 90% в одно- и многофазных DC/DC-преобразователях, применяемых в компьютерной технике.

КОРПУС PQFN

Транзисторы в корпусе PQFN (силовой QFN) занимают промежуточное положение по эффективности между транзисторами в стандартных корпусах DPAK, SO-8 и в кор-пусах DirectFET. Корпус PQFN (см. рис. 9) занимает такую же площадь, как и SO-8, но имеет ряд преимуществ.

Расположение выводов для этих двух корпусов иден-тичное, что обеспечивает применение транзистора в кор-

Таблица 3. N-канальные HEXFET-транзисторы в корпусах DirectFET

Транзистор Vds, В Rds(on) Max 10 В, мОм ID @ TA = 25°C, A Qg, нКл

IRF6691 20 1,8 32,0 47,0

IRF6718L2 25 0,70 61,0 —

IRF6717M 25 1,25 38,0 46,0

IRF6727M 30 1,7 32,0 49,0

IRF6726M 30 1,7 32,0 51,0

IRF7739 40 1,0 46,0 220,0

IRF7749L2 60 1,5 33,0 200,0

IRF7759L2 75 2,3 26,0 200,0

IRF6646 80 9,5 12,0 36,0

IRF7769L2 100 3,5 20,0 200,0

IRF7779L2 150 11,0 11,0 97,0

IRF6641 200 59,9 4,6 34,0

IRF7799L2 250 32 6,6 110,0

78

WWW.ELCOMDESIGN.RU

пусе PQFN в качестве альтернативной замены SO-8. В нем можно разместить более крупный кристалл. Выводы стока и истока имеют большую площадь. Термосопротивление между кристаллом и выводами существенно ниже, чем у SO-8 (2,8°С/Вт). По этой причине транзисторы в данном корпусе можно использовать в преобразовательных устройствах с более высокими характеристиками, чем в случае транзисторов в корпусе SO-8 и с более низкой ценой по сравнению с DirectFET. В таблицах 4 и 5 представ-лены параметры HEXFET N- и P-канальных транзисторов International Rectifi er в корпусах PQFN.

ЗАВИСИМОСТЬ СОПРОТИВЛЕНИЯ И ПАРАЗИТНОЙ

ИНДУКТИВНОСТИ КОРПУСА ОТ ЧАСТОТЫ

Измеренные зависимости сопротивления и паразитной индуктивности от частоты для различных типов MOSFET-корпусов показаны на рисунках 10 и 11.

Из приведенных рисунков видно, что корпуса DirectFET вносят совсем незначительный вклад в паразитное сопро-тивление и индуктивность по сравнению с другими кор-пусами. Кроме того, вариации паразитных параметров DirectFET минимально зависят от частоты по сравнению с указанными корпусами, поскольку индуктивность и сопро-тивление корпуса сведено к минимуму.

Последние модернизации корпусов DirectFET позволи-ли уменьшить его сопротивление до 0,15 мОм, а паразит-ную индуктивность — до менее чем 0,1 нГн. Среди других корпусов ближе всех по данным показателям к DirectFET является корпуса серии MLP, представляющие собой раз-новидность корпусов PQFN.

ЭФФЕКТИВНЫЕ ПРИЛОЖЕНИЯ MOSFET

Топология понижающего DC/DC-преобразователя с синхронным выпрямлением требует применения полумо-стового коммутатора, в нижнем плече которого преобла-дают потери проводимости, а в верхнем — динамические потери коммутации. Динамические потери тем выше, чем выше частота коммутации. Т.е. для верхнего плеча требуется ключ с минимальным RDS(ON), а для нижнего плеча — с минимальным QG. Новые технологии компании International Rectifi er позволяют ей производить MOSFET с улучшенными рабочими характеристиками, благодаря чему в полумостовых каскадах применяются транзи-

Рис. 10. Зависимость сопротивления различных типов корпусов от частоты Рис. 11. Зависимость паразитной индуктивности корпуса от частоты

сторы одного типа с сохранением высокого уровня его эффективности. Малые значения QG обеспечивают низкое электропотребление AC/DC-преобразователей в дежур-ном режиме. Все перечисленные преимущества DirectFET далеко не исчерпывают возможности новой технологии корпусирования. В новом типе корпуса возможна также реализация целого ряда других силовых приборов, напри-мер, ультрабыстрых диодов, диодов Шоттки с возможно-стью достижения нового уровня характеристик.

Для большинства применений повышенная плотность мощности увеличивает гибкость выбора конструкторских решений. Например, в схемах, где требуется использова-ние параллельных MOSFET для перераспределения тока, транзисторы с более высоким током позволяют снизить общее число используемых компонентов и стоимость изделия, поскольку меньшее число полевых транзисторов пропускает ток той же величины. Поэтому увеличение плотности мощности и возможности работать на высо-ких токах позволяет использовать полевые транзисторы в более сложных условиях эксплуатации, где требуется больший запас «выносливости» при возникновении неже-лательных переходных процессов.

Благодаря компактности и ультранизким потерям пере-чень приложений транзисторов DirectFET постоянно расши-ряется. Помимо уже перечисленных приложений DirectFET нашли применение в высококачественных усилителях звука, в инверторах солнечных батарей, приводах с бата-рейным питанием, применяемых в электроинструментах.

ЛИТЕРАТУРА 1. Eric Persson. What really limits MOSFET performance: Silicon,

package, driver or circuit board?//International Rectifi er Corp. EE Times.2. В. Башкиров. DirectFET — прорыв в технологии корпусиро-

вания мощных полевых транзисторов//Компоненты и техноло-гии. №5. 2002.

3. В. Башкиров. Новые семейства высокоэффективных низко-вольтных MOSFET//Новости электроники.

4. А. Никитин. Преимущества транзисторов в корпусах DirectFET//Новости электроники. № 7. 2010.

5. DirectFET Technology Board Mounting Application Note//Документ an-1035 компании International Rectifi er.

6. А. Павленко. Монтаж корпуса DirectFet//Силовая электро-ника. №4. 2008.

Таблица 5. P-канальные HEXFET в корпусах PQFN

Транзистор Тип, размер корпуса VDS, В RDS(on) Max 10 В, мОм ID @ TC = 25°C, A Qg, нКл

IRFHS9301 PQFN 2×2 –30 37,0 13 6,9

IRFHM9331 PQFN 3×3 –30 14,6 24 16,0

IRFH9310 PQFN 5×6 B –30 4,6 40 58,0

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

79


Статья знакомит читателя с коммуникационными системами на кри-сталле компании Marvell, признанного лидера на рынке интегрированных сетевых процессоров и ведущего поставщика микроэлектронных компо-нентов для пакетной коммутации.

КОММУНИКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ НА КРИСТАЛЛЕ MARVELLВЛАДИМИР ЕГОРОВ, к.т.н., в.н.с., Институт проблем информатики РАН

ВВЕДЕНИЕ

Компания Marvell Technology Group Ltd — один из безусловных лидеров на рынке высокоскоростных Ethernet-трансиверов, интегрированных се-те вых микроконтроллеров (МК) и со-вре мен ных интегральных высокопро-из водительных коммутаторов. В пят-надцатилетней истории Marvell можно отметить два поворотных момента, благодаря которым компания занимает сегодня ведущие позиции в области интегрированных сетевых продуктов. В октябре 2000 г. Marvell приобрела компанию Galileo Technology, спе-циализировавшуюся на разработке Ethernet-коммутаторов. Затем в тече-ние полутора лет были инкорпориро-ваны еще две компании — SysKonnect и RADLAN, работавшие в области сетевых технологий и сетевого программного обеспечения (ПО).

Вторым важным шагом или, пра-вильнее сказать, рывком на передовые позиции в пакетной коммутации стала передача Marvell в 2006 г. компанией Intel технологии встроенных процес-соров линейки Xscale, благодаря чему Marvell получила возможность привно-сить в свои коммутаторы интеллект и создавать сложные и высокопроизво-дительные интеллектуальные системы на кристалле. Компания в полной мере использовала приобретенный потенци-ал и уверенно вышла в лидеры совре-менной микроэлектронной индустрии.

В настоящее время Marvell ежегодно поставляет на рынок более миллиар-да микросхем, но остается при этом так называемой fabless-компанией, т.е. компанией без собственных производ-ственных мощностей, что подчеркива-ет ее сосредоточенность на разработке самых современных продуктов и, в пер-вую очередь, интегрированных сете-вых МК и интегральных коммутаторов на кристалле.

Следует отметить, что Marvell выпу-скает несколько семейств МК, но за рамками этой статьи останутся при-кладные МК, ориентированные на уни-версальные компьютерные примене-

ния, главным образом в смартфонах, планшетных и им подобных компьюте-рах с операционными системами Linux, Android или Windows CE. Предметом дальнейшего рассмотрения станут интегрированные сетевые продукты и полуфабрикаты, активно встраивае-мые в устройства пакетной коммута-ции как самой компанией Marvell, так и другими фирмами, и работающие, как правило, под управлением операцион-ных систем реального времени, напри-мер, VxWorks или зачастую в весьма специфических операционных средах.

Последующее обсуждение не затро-нет, вероятно, наиболее известные и востребованные на рынке много-функциональные высокоскоростные Ethernet-трансиверы, которые вряд ли можно отнести к разряду систем на кристалле. Зато к таковым, безусловно, относятся интегральные коммутаторы семейства Link Street уровня неболь-шого офиса SOHO (Small Offi ce/Home Offi ce), которые включают эти фирмен-ные трансиверы, а также пакетные ком-мутаторы семейства Prestera, представ-ляющие собой самые мощные системы на кристалле из имеющейся сегодня на рынке микроэлектроники для пакетной коммутации.

ИНТЕГРИРОВАННЫЕ СЕТЕВЫЕ

МИКРОКОНТРОЛЛЕРЫ

Все интегрированные сетевые МК компании Marvell базируются на полу-ченном от корпорации Intel процессо-ре Xscale, переработанном инженера-ми компании во встраиваемое ядро с

фирменным брендом Sheeva. С архи-тектурной точки зрения ядро Sheeva реализует базовую архитектуру ARM v5TE, хотя в самых последних изделиях компании анонсирована архитектура ARM v6/7.

На рынок интегрированных сете-вых МК Marvell вышла с семейством Kirkwood, включающим около десятка моделей. Модели несколько различа-ются производительностью и набора-ми периферийных контроллеров, но характеризуются общими для всего семейства свойствами:

– процессорными ядрами Sheeva, одним или двумя, с кэшами L2 объемом 256 Kбайт;

– вс троенным контроллером 32-разрядной памяти DDR2 с ECC;

– 8-разрядной локальной шиной с интегрированным контроллером NAND-флэш;

– наличием сопроцессора безопас-ности (security engine);

– 2 адаптерами TDM;– 2 адаптерами UART;– 4 -канальным контроллером

независимого прямого доступа IDMA (Independent DMA).

Кроме того, все МК содержат в раз-ных сочетаниях трехскоростные MAC-адаптеры Ethernet TEMAC (Three-speed Ethernet MAC), а также контроллеры последовательных шин USB 2.0, PCIe и SATA II. Отличительные характеристики отдельных моделей семейства приве-дены в таблице 1.

Относительно недорогие (ориентиро-вочные цены в России — 20—70 долл.),

Таблица 1. Характеристики моделей семейства Kirkwood

Модель Ядер Sheeva Рабочая частота TEMAC PCIe USB 2.0 SATA II Корпус

88F6180 1 0,6…0,8 ГГц 1 1 1 0 TSBGA-244

88F6192 1 800 МГц 2 1 1 2 LQFP-216

88F6280 1 1,0 ГГц 1 0 1 0 LQFP-128

88F6281 1 1,0…1,2 ГГц 2 1 1 2 HSBGA-288

88F6282 1 1,6…2,0 ГГц 2 1 1 2 HFCBGA-304

88F6283 1 600 МГц 2 1 1 2 HFCBGA-304

88F6321 2 0,6…0,8 ГГц 2 1 1 1 FCBGA-655

88F6322 2 0,6… 0,8 ГГц 3 2 2 1 FCBGA-655

88F6323 2 0,6…1,0 ГГц 3 2 3 1 FCBGA-655

80

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Таблица 2. Характеристики моделей семейства Discovery Innovation

Модель Частота, ГГц Ядер Кэшей L2, Кбайт TEMAC SATA II

MV76100 0,6… 0,8 1 256 2 1

MV78100 0,8…1,2 1 512 2 2

MV78200 0,8…1,0 2 2×512 4 2

Рис. 1. Структурная схема процессора MV78200

Рис. 2. Обобщенный пример использования МК MV78200

Рис. 3. Пример реализации технологии SMB на МК MV78200

но достаточно производительные и снабженные сетевыми и прочими пери-ферийными адаптерами МК семейства Kirkwood находят широкое применение в домашних шлюзах и точках доступа в сети, мини-серверах (plug computers) и сетевых терминалах.

Следующее поколение интегри-рованных сетевых МК — Discovery Innovation — использует те же про-цессорные ядра Sheeva и отличается от семейства Kirkwood в основном

количественно. Эти количественные отличия, полученные, вероятно, за счёт более жёстких проектных норм, заклю-чаются в:

– увеличении размера кэшей L2;– удвоении до 64 разрядов разряд-

ности шины памяти DDR2;– расширении до 32 разрядов

локальной шины.Все три имеющиеся модели семей-

ства МК Discovery Innovation выпуска-ются в корпусе FCBGA-655 и имеют по

два контроллера PCIe, три контроллера USB, четыре адаптера UART и два адап-тера TDM. Индивидуальные характери-стики моделей этого семейства приве-дены в таблице 2.

На рисунке 1 показана струк-турная схема самого мощного в семействе Discovery Innovation — двухъядерного МК MV78200. В струк-туре МК следует обратить внимание на системный crossbar — внутренний коммутатор, обеспечивающий суще-ственно бóльшую суммарную про-пускную способность при обмене дан-ными внутри кристалла по сравнению с традиционными параллельными шинами.

МК семейства Discovery Innovation предназначены в основном для реа-лизации уровня управления (control plane) коммутаторов и маршрутизато-ров, но они могут успешно применять-ся в одноплатных компьютерах, про-изводительных многофункциональных принтерах, системах видеонаблюдения и других областях. Обобщенный при-мер использования прибора MV78200 в качестве универсального МК в самых разных приложениях показан на рисун-ке 2.

Другой типичный пример примене-ния сетевых МК компании Marvell — реализация технологии SMB (Server Message Block) в разделенных сетевых серверах. Например, все тот же высо-коинтегрированный прибор MV78200 позволяет совместить в себе сразу два традиционных устройства: сетевой шлюз и приложение SMB, традиционно реализуемое на универсальном ком-пьютере. В частности, на одном ядре МК может функционировать точка доступа в сеть с маршрутизацией (AP/router) в среде VxWorks, а на другом могут исполняться различные приложения, такие как почтовый шлюз, Web 2.0, брандмауэр и другие средства сетевой безопасности в среде Linux. Примерная схема такого рода устройства показана на рисунке 3.

Недавно Marvell анонсировала еще одно семейство сетевых МК повышен-ной производительности — Armada XP — с максимальной частотой про-цессорного ядра 1,6 ГГц. В семействе пять моделей, некоторые параметры которых отражены в таблице 3. Более подробные характеристики семейства Armada XP пока не объявлены.

Семейство Armada XP предназнача-ется для приложений в сфере «облач-ных вычислений» (cloud computing) уровня предприятий; подключаемой сетевой памяти (network attached storage); высокопроизводительных сетевых серверов и других областей, требующих бóльших вычислитель-ных мощностей по сравнению с МК Kirkwood и Discovery Innovation.

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

81


Рис. 5. Набор функциональных блоков коммутатора 88E6350/88E6350RETHERNET-КОММУТАТОРЫ

СЕМЕЙСТВА LINK STREET

Характерная и весьма привлекатель-ная особенность Ethernet-коммутато-ров семейства Link Street — встроенные Ethernet-трансиверы, вследствие чего приборы этого семейства действитель-но представляют собой самодостаточ-ные коммутаторы на кристалле. В этом обширном семействе можно выделить три поколения:

– коммутаторы Fast Ethernet (FE);– комбинированные коммутаторы

FE и Gigabit Ethernet (GE);– универсальные коммутаторы GE.В поколении коммутаторов FE выпу-

скалось несколько моделей, неуправ-ляемых и управляемых, различавшихся числом внешних портов FE (от 3 до 10) и некоторыми другими особенностями, в числе которых могли быть поддерж-ка виртуальных локальных сетей VLAN (Virtual LAN) по стандарту 802.1Q, каче-ства обслуживания и протокола управ-ления SNMP. Только в этом поколении семейства Link Street имеется един-ственный прибор 88E6218, позициони-руемый как маршрутизатор или шлюз, со встроенным процессорным ядром, работающим на частоте 150 МГц.

В следующем поколении Link Street к портам FE были добавлены два-три порта GE, которые могли быть исполь-зованы либо в качестве портов выхо-да в сети высшего уровня LAN или WAN (uplinks), либо для объединения (stacking) нескольких приборов в один многопортовый FE-коммутатор, как показано на рисунке 4 на примере при-бора 88E6095, имеющего восемь пор-тов FE и три порта GE.

Некоторые приборы Link Street поколения GE со встроенными транси-верами приведены в таблице 4. У всех них помимо интерфейсов Ethernet 1000Base-T (числом 2 или 5) предусмо-трены дополнительные порты (от 1 до 4) с различными MAC-интерфейсами: параллельными GMII/RGMII или после-довательными SGMII. Упрощенная схема 7-портового GE-коммутатора 88E6350/88E6350R в виде набора основ-ных функциональных блоков показана на рисунке 5.

Каждый из семи внешних портов коммутатора 88E6350/88E6350R вклю-чает TEMAC с 30 счётчиками RMON

и специализированный процессор кадров с поддержкой AVB (Audio/Video Bridging). Пять портов прибора имеют встроенные трехскоростные Ethernet-трансиверы для витой пары с поддержкой 802.1AS/1588 и четырьмя светодиодами индикации состояния. Остальные два порта оканчиваются MAC-интерфейсами, что позволяет подключать к коммутатору оптические трансиверы и/или управляющий МК со встроенным Ethernet MAC. Это могут быть, в частности, рассмотренные выше сетевые МК Marvell или аналогичные МК других фирм, например, коммуни-кационные МК PowerQUICC компании Freescale Semiconductor.

Механизм коммутации с поддерж-кой протокола резервирования пото-ков SRP (Stream Reservation Protocol) по стандарту 802.1Qat обеспечивает бесконфликтную коммутацию кадров налету при максимальных скоростях. Приоритетные очереди организуются во внутренней буферной памяти объ-емом 1 Мбит и управляются контрол-лером очередей со встроенным шей-пером в соответствии со стандартом 802.1Qav. Таблицы MAC-адресов и тегов VLAN по 802.1Q хранятся в отдельных внутренних памятях, объём которых достаточен, соответственно, для хране-ния 1024 MAC-адресов и обслуживания 64 VLAN.

Прибор 88E6350/88E6350R относит-ся к категории управляемых комму-

таторов. Управление может осущест-вляться двояко: либо по любому порту Ethernet с использованием дополни-тельных специфических фирменных возможностей этих портов, которые компания Marvell не раскрывает в открытых публикациях, либо по стан-дартному последовательному интер-фейсу управления трансиверами SMI (Serial Management Interface), который в приборе 88E6350/88E6350R также используется для настройки прочих блоков через их специальные про-граммно доступные на SMI-регистры.

В простейшем варианте для реа-лизации законченного 5-портового неуправляемого GE-коммутатора при-бор 88E6350/88E6350R достаточно обрамить пятью внешними разъёма-ми RJ-45 со встроенными трансфор-маторами и обеспечить необходимое прибору питание. Добавлением двух внешних трансиверов для витой пары или оптоволоконного кабеля можно увеличить число GE-портов коммута-тора до семи. Наконец, подключение прибора любым из портов к некому МК позволяет благодаря соответствующе-му ПО реализовать не только управ-ляемый, но и маршрутизирующий коммутатор, в том числе с обеспече-нием ряда функций сетевой безопас-ности. Если учесть, что микросхемы семейства Link Street недороги (при-бор 88E6350/88E6350R стоит в России около 20 долл.), то неудивительно,

Таблица 3. Характеристики моделей семейства Armada XP

Модель Ядер Кэш L2, Мбайт Шина DDR, разр. Локальная шина, разр. TEMAC PCIe

MV78130 1 1 32 16 3 1

MV78230 2 1 32 16 3 1

MV78160 1 1 64 32 4 1

MV78260 2 1 64 32 4 2

MV78460 4 2 64 32 4 2

Таблица 4. Некоторые GE-коммутаторы семейства Link Street

Модель Порты 1000Base-T Дополнительные MAC-интерфейсы Особенности

88E6121 2 1×GMII

88E6122 2 1×GMII + 3×SGMII

88E6123 2 1×GMII Jumbo frames

88E6165 5 1×GMII

88E6350 5 2×GMII/RGMII AVB, 802.1Q

Рис. 4. Объединение коммутаторов на примере прибора 88E6095

82

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

WWW.ELCOMDESIGN.RU

что на них реализовано большинство имеющихся на рынке коммутаторов класса SOHO.

ПАКЕТНЫЕ КОММУТАТОРЫ

СЕМЕЙСТВА PRESTERA

Пакетные коммутаторы семейства Prestera (Marvell называет их пакетны-ми процессорами) в целом выполня-ют те же функции, что и коммутаторы Link Street, т.е. пакетную коммутацию «на лету», но с тремя существенными отличиями:

– на порядок с большей суммарной пропускной способностью;

– отсутствием встроенных транси-веров;

– наличием встроенного свобод-но программируемого процессорного ядра (не обязательно).

Коммутаторы семейства Prestera могут иметь порты GE и 10 Gigabit Ethernet (XGE) при суммарной про-пускной способности до 480 Гбит/с. Отсутствие в них встроенных трансиве-ров, вероятно, продиктовано, с одной стороны, ограничениями рассеивае-мой кристаллами мощности, а с дру-гой — тем, что скорость портов XGE предполагает на них соответствующие внешние оптические трансиверы. Зато наличие в некоторых моделях семей-ства встроенного свободно програм-мируемого достаточно производитель-ного процессорного ядра позволяет говорить уже не только об управляемых коммутаторах с полнофункциональной поддержкой control plane, но и о марш-рутизаторах на кристалле.

Характеристики некоторых моделей постоянно расширяющегося семейства Prestera представлены в таблице 5. На рисунке 6 показана типичная конфи-гурация высокопроизводительного управляемого коммутатора на основе

прибора Prestera 98DX4122, обеспечи-вающая 24×GE портов downlinks, 4×XGE портов uplinks и два дополнительных порта, GE и UART (консольный порт), которые относятся к встроенному в 98DX4122 МК и служат для управления коммутатором.

Цены на коммутаторы Prestera по сравнению с коммутаторами Link Street значительно выше и увеличива-ются пропорционально увеличению суммарной пропускной способности приборов. Например, микросхема 98DX4122 с коммерческим диапазоном рабочих температур стóит в России около 500 долл. и до 600 долл. — с рас-ширенным. Кроме того, для создания законченного коммутатора любой при-бор семейства Prestera необходимо не только запитать и окружить разъёмами, но и дополнить несколькими трансиве-рами. В частности, для коммутаторов Prestera в конфигурации на рисунке 6 понадобится шесть счетверённых и один обычный трансивер витой пары плюс четыре оптических трансивера. И, тем не менее, даже при этих условиях сверхвысокая интеграция и широкие функциональные возможности систем на кристалле компании Marvell обе-спечивают законченному устройству хорошую конкурентоспособность на телекоммуникационном рынке. Так, коммутатор Quidway S5300 китайской компании Huawei Technologies, реали-зованный на микросхемах 98DX4122 и 88E1340 компании Marvell, оказывается, по некоторым неофициальным оцен-кам, в полтора раза дешевле функцио-нально сопоставимого коммутатора Catalyst компании Cisco Systems.

НЕКОТОРЫЕ ВОПРОСЫ РАЗРАБОТКИ

Marvell — одна из самых закрытых фирм, заботливо, может быть даже

чересчур заботливо, охраняющая свои ноу-хау. Для получения технической информации и использования её про-дуктов с компанией необходимо заклю-чить специальное соглашение о нераз-глашении этих ноу-хау, причём уровень соглашений и, соответственно, степень доступности информации могут быть разными. Тем не менее предполагает-ся, что при соответствующем статусе соглашения пользователь может полу-чить в своё распоряжение все необхо-димые для разработки средства.

В плане аппаратных средств Marvell для всех без исключения своих при-боров класса систем на кристалле предоставляет либо аппаратную плат-форму разработки DB (Development Board), либо эталонную разработку RD (Reference Design). Для многих при-боров имеется и то, и другое. На сайте компании www.marvell.com в откры-том доступе имеется справочник самых ходовых продуктов компании (Product Selector Guide в формате PDF), в кото ром для каждого продукта клас-са систем на кристалле указаны соот-ветствующие ему DB и/или RD.

В отношении фирменных про-граммных средств ситуация менее ясна. Безусловно, инженеры компании разработали большой объем ПО, необ-ходимого для работы, в частности, пакетных коммутаторов Link Street или Prestera, но неочевидно, что Marvell готова поделиться этой информацией с пользователями. Однако, поскольку все функции data plane уже реализо-ваны фирменными средствами внутри микросхем Link Street и Prestera, то пользователю при проектировании коммутатора, маршрутизатора, шлюза или устройства сетевой безопасности на основе этих микросхем остаётся только позаботиться о необходимых ему функциях control plane. Обычно эти функции реализуются в среде Linux или ей эквивалентной и могут быть либо куплены в готовом виде у сто-ронних поставщиков ПО, либо само-стоятельно разработаны. То же самое относится и к интегрированным сете-вым МК.

Надо отдать должное компании Marvell: не имея собственного произ-водства, она всегда ориентируется на новейшие технологии, и её последние микросхемы выпускаются с проектны-ми нормами 65 нм. С другой стороны, используемое компанией процессор-ное ядро Sheeva потребляет очень небольшую мощность благодаря как архитектуре ARM, так и низковольтно-му (до 1,0 В) питанию ядра. Всё это позволяет удерживать потребляемую даже самыми высоко интегрированны-ми приборами компании мощность в пределах 2…3 Вт (большинство микро-схем потребляет не более 2,5 Вт). Такое

Рис. 6. Типичная конфигурация коммутатора на основе прибора Prestera 98DX4122

Таблица 5. Характеристики некоторых моделей семейства Prestera

Модель Портов XGE Портов GEПропускная

способность, Гбит/сУровень

коммутацииЯдро,МГц

Корпус

98DX240 — 24 24 L2 — HSBGA-458

98DX3026 4 24 64 L2+ 333 HSBGA-617

98DX4122 4 24 64 L3+ 800 HSBGA-617

98DX8110 10 — 100 L3+ — FCBGA-1138

98CX8234 32 16 336 L3+ — HFCBGA

98CX8248 48 — 480 L3+ — HFCBGA

84

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

WWW.ELCOMDESIGN.RU

энергопотребление предоставляет разработчику приятный выбор между умеренной легко реализуемой прину-дительной вентиляцией и радиаторами охлаждения без вентиляции.

Все свои приборы Marvell старает-ся выпускать в предельно компактных корпусах. Последние разработки ком-пании поставляются в корпусах BGA с шагом выводов 0,65 и даже 0,5 мм, а в корпусах TQFP — с шагом выводов 0,4 мм. Это позволяет проектировать малогабаритные устройства, что осо-бенно ценно в мобильных приложени-ях. Правда, всё это как-то теряет смысл при использовании радиаторов охлаж-дения. Например, размер микросхем

коммутатора 98DX4122 — 27×27 мм, а счетверённого GE-трансивера 88E1340 — 12×12 мм, т.е. собственно коммутатор с шестью трансиверами занимают на плате около 16 см2, в то время как суммарная площадь радиа-торов охлаждения к ним в упоминав-шемся выше коммутаторе Quidway S5300 составляет около 200 см2. Но несмотря на использование относи-тельно громоздких радиаторов охлаж-дения коммутаторы компании Huawei компонуются в типовые шасси 19“×1U и вполне конкурентоспособны, в том числе по габаритным показателям, сохраняя все преимущества отказа от вентиляторов внутри корпуса.

ЛИТЕРАТУРА1. В. Егоров. Интегрированные ком-

муникационные процессоры компании Freescale Semiconductor//Электронные ком-поненты, № 8, 2007.

2. В. Егоров. Интегрированные ком-муникационные микроконтроллеры Freescale Semiconductor: из прошлого в будущее//Электронные компоненты, № 7, 2008.

3. В. Егоров. Многоядерные интегриро-ванные сетевые процессоры высокой про-пускной способности//Электронные ком-поненты, № 7, 2009.

4. В. Егоров. Архитектурные инновации в многоядерных ИКМ QorIQ//Электронные компоненты, № 10, 2010.

дБм Вт дБм Вт дБм Вт дБм Вт дБм Вт дБм Вт

33,0 2,00 41,6 14,50 50,1 102,00 54,4 275,00 58,7 741,00 63,0 2000,00

33,2 2,09 41,8 15,10 50,2 105,00 54,5 282,00 58,8 759,00 63,1 2040,00

33,4 2,19 42,0 15,80 50,3 107,00 54,6 288,00 58,9 776,00 63,2 2090,00

33,6 2,29 42,2 16,60 50,4 110,00 54,7 295,00 59,0 794,00 63,3 2140,00

33,8 2,40 42,4 17,40 50,5 112,00 54,8 302,00 59,1 813,00 63,4 2190,00

34,0 2,51 42,6 18,20 50,6 115,00 54,9 309,00 59,2 832,00 63,5 2240,00

34,2 2,63 42,8 19,10 50,7 117,00 55,0 316,00 59,3 851,00 63,6 2290,00

34,4 2,75 43,0 20,00 50,8 120,00 55,1 324,00 59,4 871,00 63,7 2340,00

34,6 2,88 43,2 20,90 50,9 123,00 55,2 331,00 59,5 891,00 63,8 2400,00

34,8 3,02 43,4 21,90 51,0 126,00 55,3 339,00 59,6 912,00 63,9 2450,00

35,0 3,16 43,6 22,90 51,1 129,00 55,4 347,00 59,7 933,00 64,0 2510,00

35,2 3,31 43,8 24,00 51,2 132,00 55,5 355,00 59,8 955,00 64,1 2570,00

35,4 3,47 44,0 25,10 51,3 135,00 55,6 363,00 59,9 977,00 64,2 2630,00

35,6 3,63 44,2 26,30 51,4 138,00 55,7 372,00 60,0 1000,00 64,3 2690,00

35,8 3,80 44,4 27,50 51,5 141,00 55,8 380,00 60,1 1020,00 64,4 2750,00

36,0 3,98 44,6 28,80 51,6 145,00 55,9 389,00 60,2 1050,00 64,5 2820,00

36,2 4,17 44,8 30,20 51,7 148,00 56,0 398,00 60,3 1070,00 64,6 2880,00

36,4 4,37 45,0 31,60 51,8 151,00 56,1 407,00 60,4 1100,00 64,7 2960,00

36,6 4,57 45,2 33,10 51,9 155,00 56,2 417,00 60,5 1120,00 64,8 3020,00

36,8 4,79 45,4 34,70 52,0 158,00 56,3 427,00 60,6 1150,00 64,9 3090,00

37,0 5,01 45,6 36,30 52,1 162,00 56,4 437,00 60,7 1170,00 65,0 3160,00

37,2 5,25 45,8 38,00 52,2 166,00 56,5 447,00 60,8 1200,00 65,1 3240,00

37,4 5,50 46,0 39,80 52,3 170,00 56,6 457,00 60,9 1230,00 65,2 3310,00

37,6 5,75 46,2 41,70 52,4 174,00 56,7 468,00 61,0 1260,00 65,3 3390,00

Справочные страницы. Соответствие единиц мощности дБм и Вт (окончание)*

* Начало см. на с. 26.

86

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Современные 8-разрядные микроконтроллеры (МК) значительно отличаются от тех, что были в начале 1970-х гг. Они миниатюрнее, быстрее, дешевле, экономично рас-ходуют энергию, легко программируются и предоставляют больше возможностей, в т.ч. по подключению периферий-ных устройств. Для первых 8-разрядных микроконтролле-ров 500 тыс. операций в секунду считалась очень хорошей производительностью, а типичное значение тактовой частоты составляло 1…2 МГц. Сейчас частота достигает 64 МГц, а скорость выполнения — 16 млн инструкций в секунду.

8-разрядные МК предназначены для реализации мало-потребляющих устройств с несложным программным кодом. Они всегда были и остаются самым простым и эко-номически эффективным решением для осуществления основных операций управления. Если необходимо быстро решить какую-либо проблему, то 8-разрядные МК — иде-альный выбор, поскольку средства разработки для них имеют низкую стоимость, а время вывода на рынок мини-мально.

Оптимизированные по экономической эффективности 8-разрядные МК имеют меньший программный код, малое энергопотребление и обеспечивают хорошую устойчи-вость к шумам.

С годами увеличилась и емкость встроенной памяти. На данный момент семейства 8-разрядных МК компании Microchip содержат от 384 байт памяти программ для про-стых устройств с очень низкой стоимостью до 128 Кбайт флэш-памяти и до 4 Кбайт ОЗУ для более сложных прило-жений.

ОСОБЕННОСТИ И ПЕРИФЕРИЙНЫЕ УСТРОЙСТВА

Современные 8-разрядные МК в небольшом корпусе обладают широким набором возможностей. Например, МК семейства PIC10F2XX Microchip выпускаются в 6-выводных корпусах DFN или SOT-23. Это самые миниатюрные в мире микроконтроллеры, однако они незаменимы при добавле-нии электронных функций в дискретные или аналоговые устройства, в которых изначально не было электронной начинки.

Семейства PIC-микроконтроллеров Microchip имеют встроенную поддержку большого набора периферий-ных устройств, что значительно увеличивает количество потенциальных приложений, поскольку в большинстве встраиваемых модулей требуются ресурсы для подключе-ния внешних ИС. 8-разрядные МК Microchip содержат стан-дартные интерфейсы связи, такие как SPI, USART (RS-232/RS-485), I2C, CAN и LIN.

Кроме того, многие PIC-микроконтроллеры имеют встроенный USB-порт для регистрации данных, удален-ного обновления во время работы, получения данных (вместо RS-232) и подключения диагностического обо-рудования. Семейства PIC18F14K50 и PIC18F87J50 под-держивают Full-Speed USB 2.0 со скоростью работы до 12 Мбит/с. Все USB-МК поставляются с USB-драйверами и стеком. Для добавления интерфейса USB в любой PIC-

8-разрядные микроконтроллеры успешно применяются уже более 40 лет. Это удивительный факт, поскольку технологии развиваются настолько быстро, что электронные устройства устаревают через год или два после выхода на рыынок. В данной статье мы попробуем разобраться, чем объясняется «живучесть» этих простых микроконтроллеров.

АЛЕКСИС ЭЛКОТТ (ALEXIS ALCOTT), компания Microchip Technology

Применение 8-разрядных МК

микроконтроллер можно использовать ИС MCP2200 — запрограммированный мост USB-UART.

Во многих приложениях также требуется обеспе-чить возможность подключения Ethernet-порта. В этом случае разработчики выбирают между автономными Ethernet-контроллерами ENC28J60 или ENC624J600 с реализованными на плате протоколами физиче-ского и канального уровня или используют решение PIC18F97J60, в котором в одном корпусе объедине-ны PIC-микроконтроллер и протоколы физического и канального уровней 10-BASE-T Ethernet. Какой бы вариант ни был выбран, с помощью недорогих инстру-ментов Microchip и стека TCP-IP добавление поддержки Ethernet не составит труда.

Следующий класс встроенных периферийных ресурсов позволяет разрабатывать удобные и недорогие пользова-тельские интерфейсы с клавишами и дисплеем. В качестве альтернативы механическим кнопкам, переключателям или слайдерам Microchip предлагает сенсорные решения mTouch. Они дешевле и менее подвержены воздействию окружающей среды.

Для приложений, в которых требуется управление сегментированным индикатором, компания предлагает 8-разрядные МК со встроенным контроллером дисплея (до 192 точек). Видеодрайвер поддерживает функции управления контрастом и яркостью, что позволяет настроить параметры дисплея в соответствии с условия-ми освещения.

Помимо интерфейсов подключения и взаимодей-ствия с пользователем 8-разрядные МК содержат интерфейсы управления и синхронизации для захвата и сравнения ШИМ, счетчиков-таймеров и сторожевых таймеров. Для работы с аналоговыми сигналами пред-усмотрены АЦП (до 12 разрядов), ЦАП, компараторы и ОУ, детекторы провала напряжения, температурные датчики, опорные источники и регуляторы напряжения, а также резонаторы.

В связи с тем, что во многих приложениях требуется низкое энергопотребление или питание от батареи, пре-образование энергии становится важным фактором. Современные устройства должны быть экономичными и работать до 20 лет без замены батареи. Продукты с тех-нологией XLP имеют увеличенный срок службы батарей и малый ток в режиме ожидания.

Использование микроконтроллеров с поддержкой USB, ЖКИ и емкостных датчиков mTouch не требует под-ключение дополнительных элементов, что позволяет сократить стоимость конечного устройства, упростить его схему и снизить ток потребления. Продукты с XLP содержат специальные схемы надзора для устройств с батарейным питанием, предотвращающие возникнове-ние сбоев в схеме и обеспечивающие точное тактиро-вание.

Для ускорения работы с 8-разрядными МК семейств XLP, USB, Ethernet, LCD, mTouch и PIC общего назначения Microchip предлагает простые и наглядные инструменты

87


разработки, а также обширную библиотеку руководств по применению.

РАЗРЯДНОСТЬ: 8, 16 ИЛИ 32?

Расширенные возможности и универсальность 8-разрядных микроконтроллеров привели к интерес-ной ситуации на рынке. Некоторым производителям, которые отказались от 8-разрядных МК в пользу 16 - и 32-разрядных семейств, в настоящее время во многих приложениях приходится конкурировать с решениями на основе 8-разрядных МК. На микроконтроллерах с более высокой разрядностью можно реализовать все то, что и на 8-разрядных МК. Однако возникает вопрос, насколько это эффективно. К сожалению, в большинстве случаев это менее эффективный подход.

8-разрядные микроконтроллеры предназначены для взаимодействия с простыми устройствами, такими как переключатели, датчики, клавиатуры и небольшие дис-плеи. При работе с ними нет необходимости передавать 32-разрядные данные. В качестве примера можно при-вести многочисленные бытовые устройства с индикацией времени. Для реализации этой функции отлично подойдет 8-разрядный МК.

Плотность кода для устройства на основе 8-разряд-ного МК намного ниже, чем для 16- или 32-разрядного процессора. Многие 8-разрядные микроконтролле-ры имеют широкий диапазон рабочего напряжения 1,8…5,5 В. Благодаря этому их удобно использовать в средах с высоким уровнем электромагнитных помех (промышленные помещения или автомобиль). Для подобных сред компания Мicrochip разработала МК с повышенной стойкостью к электромагнитному и радиа-ционному излучению.

Большинство 32-разрядных микроконтроллеров опти-мизировано для работы на более высоких частотах. Они более чувствительны к шуму и имеют более высокое энер-гопотребление.

В целом классификация рынка МК по емкости шины данных слишком примитивна. Существует ряд приложе-ний, где приходится искать компромисс между степенью интеграции, потреблением, вычислительной эффективно-стью, стойкостью и стоимостью.

Как правило, 32-разрядные МК лучше подходят для программно-ориентированных приложений с машин-ным интерфейсом, в которых главное — это высокая вычислительная способность, а также работа в режиме реального времени и многопоточность. Для аппаратно-ориентированных приложений, в которых требуется детерминированность поведения, низкое потребление в режиме ожидания, хорошие электрические характе-ристики и наличие интерфейса пользователя, лучшим решением по-прежнему является 8-разрядный МК. К числу этих приложений относятся кофе-машины, тосте-

ры, электронные ключи и брелоки, датчики в системах безопасности, электрические зубные щетки, термостаты и т.п.

АРХИТЕКТУРА PIC

Одна из отличительных особенностей 8-разрядных микроконтроллеров Microchip — это PIC-архитектура, основанная на модифицированной Гарвардской архитек-туре с набором команд RISC. Ее достоинствами являются раздельные шины для передачи данных и инструкций. Более 80% инструкций выполняются за один цикл, повы-шая эффективность вычислений. Двухступенчатый кон-вейер позволяет обрабатывать одну инструкцию во время выполнения другой, ускоряя вычисления. Кроме того, если требования к проекту меняются, то замена микрокон-троллера на более функциональный не требует больших усилий — стандартное расположение выводов позволяет заменять 6-выводной МК 100-выводным и увеличивать память программ с 384 байт до 128 Кбайт.

ПРОГРАММНОЕ ОБЕСПЕЧЕНИЕ И ПОДДЕРЖКА

В настоящее время качество аппаратного обеспечения напрямую зависит от эффективности программного кода. Однако не все инженеры одинаково хорошо разбирают-ся и в программной, и в аппаратной частях устройства. Для упрощения проектирования Microchip предлагает несколько возможностей.

Во-первых, 8-разрядные МК не обязательно про-граммируются на ассемблере. Бесплатный компилятор С позволяет не только упростить проектирование, но и ускорить выход устройства на рынок и сократить рас-ходы. Если требуется оптимизация на высоком уровне, Microchip предлагает более продвинутые компилято-ры С.

Кроме того, компания предлагает обширную библиоте-ку программного обеспечения на С. Она может использо-ваться не только при работе с 8-разрядными МК, но и для 16- и 32-разрядных семейств. Это удобно, особенно если проект в дальнейшем планируется модернизировать и расширять. Библиотеки для 8-разрядных семейств предо-ставляются бесплатно и содержат примеры кодов, на основе которых можно создавать собственные програм-мы. Программное и аппаратное обеспечение от одного производителя — это гарантия защищенности от проблем несовместимости.

Microchip также предоставляет своим клиентам бес-платную интегрированную среду разработки и отладки. Немаловажна и помощь сообщества разработчиков в интернете.

ЛИТЕРАТУРА1. Alcott А. 8-Bit MCUs: Sophisticated Solutions for Simple

Applications.

НОВОСТИ ТЕХНИКИ И ТЕХНОЛОГИЙ

| BRIDGELUX ПРОДЕМОНСТРИРОВАЛА «КРЕМНИЕВЫЙ» СВЕТОДИОД | Компания создала нитридгаллиевый светодиод

на кремниевой подложке (GaN-оn-Silicon). Его энергоэффективность составляет 135 лм/Вт. В большинстве случаев при

производстве светодиодов используется подложка из сапфира или карбид-кремния (SiC), но увеличение диаметра этих

пластин — процесс трудоемкий и дорогостоящий. Создание светодиодов на довольно дешевой кремниевой подложке

снизит их стоимость примерно на 75%. Энергоэффективность 135 лм/Вт достигается в 1,5-мм светодиоде при токе 350 мА.

При этом падение напряжение на нем не превышает 2,9 В, а при токе 1 А падение напряжения менее 3,25 В. Малое паде-

ние напряжения и хорошие тепловые характеристики делают новые светодиоды весьма перспективными, а организация

производства на 200-мм кремниевых пластинах позволит еще удешевить процесс изготовления за счет использования

существующих автоматических линий. Компания планирует начать коммерческое производство в ближайшие 2—3 года.

www.elcomdesign.ru

88

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

WWW.ELCOMDESIGN.RU

В статье рассматриваются вопросы перехода с 8051-процессоров на 32-разрядные процессоры ARM семейства Cortex-M. Обсуждаются огра-ничения 8051-архитектуры и преимущества процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 при решении различных задач во встраиваемых приложениях. Освещены ключевые особенности перевода приложения на 32-разрядные процессоры, которые обеспечивают более высокую производительность и надежность, а также улучшают энергосбережение системы. Статья представляет собой перевод [1].

ПЕРЕХОД С 8051-АРХИТЕКТУРЫ НА 32-РАЗРЯДНЫЕ ПРОЦЕССОРЫДЖОЗЕФ Ю (JOSEPH YIU), инженер-разработчик, ARM

Сегодня большинство применяемых микроконтроллеров (МК) основано на 8-разрядной архитектуре процессо-ров. Доступны также 16-разрядные МК, но их доля на рынке остается неболь-шой по сравнению с 8-разрядными МК. Если приложение слишком слож-ное для 8-разрядных устройств, мно-гие пользователи переходят сразу на 32-разрядные МК, а не на 16-разрядные, так как разница в цене невелика, а воз-можностей для выбора периферии, инструментов разработки, а также поставщиков чипов больше.

Наиболее широко используемая 8-разрядная архитектура — 8051. Эта архитектура является популярной среди разработчиков, так как ее пред-лагает большинство поставщиков, она проста в использовании, имеется множество доступных программных средств разработки.

Почему же многие специалисты стали переходить с 8051-процессоров на 32-разрядные процессоры, такие как ARM Cortex-M3 и Cortex-M0? 8051-процессоры были разработаны компа-нией Intel в 1980 г. Сегодня архитектура MCS51 достигла предела своих возмож-ностей. Не только работа с многораз-рядными данными (16- или 32-битными) стала слишком медленной из-за побайт-ного способа их обработки, но также возник ряд физических ограничений, которые осложняют жизнь пользовате-лям 8051-архитектуры. Например, раз-мер программы ограничен 64 Кбайт. Имеются кристаллы на базе 8051-процессора, в которых можно достичь большей памяти программ с помощью страничной организации команд или хранения их вне кристалла, но разбие-ние памяти на страницы имеет много недостатков:

– растут непроизводительные затраты в том, что касается размера программного кода и времени выпол-нения команд;

– бесполезно расходуется память, так как банки памяти используются не полностью;

– необходим специальный код над-стройки для доступа данных из других программ, и этот код использует про-странство стековой памяти, которая весьма ограничена в 8051-процессоре;

– нет стандартизированного пере-ключения банков памяти, что может вызывать проблемы с компиляторами, отладчиками, а также делает сложным переход на другие 8051-продукты.

– если разбиение памяти на стра-ницы выполняется извне, это умень-шает число доступных линий ввода/вывода, а также увеличивает стоимость системы и, кроме того, снижает надеж-ность из-за дополнительных соедине-ний на печатной плате.

Подобно памяти программ, про-странство внешней памяти данных ограничено размером 64 Кбайт. И в этом случае некоторые поставщики 8051-процессоров обеспечивают воз-можность страничной организации на кристалле, но они имеют те же недо-статки что и разбиение памяти на стра-ницы для программного кода.

Более важным ограничением явля-ется пространство внутренней памя-ти. Стек 8051-поцессора может нахо-диться только во внутренней памя-ти, которая ограничена размером 256 байт. Первые 32 байта использу-ются для рабочих регистров (4 банка регистров с R0 по R7) и некоторая часть внутренней памяти может быть использована для переменных дан-ных (например, при использовании памяти с побитовой адресацией для булевых данных она может находить-ся во внутренней RAM). В результате максимальный размер стековой памя-ти ограничивается. Существуют также ограничения на максимальное число регистров для выполнения специ-альных функций (SFR), а также коли-

чество указателей данных. Многие 8051-процессоры содержат указате-ли множественных данных (DPTR), но модель программирования для использования DPTR не стандарти-зована, что усложняет портирование кода приложения на различные кри-сталлы 8051.

ARM потратила значительные уси-лия на разработку новой процессор-ной архитектуры, которая специально предназначена для глубоко встраивае-мых приложений. Первым процессо-ром на базе архитектуры ARMv7-M стал Cortex-M3. Он был разработан с расче-том на достижение высокой произво-дительности, многофункциональности, надежности и простоты в использо-вании. Затем был выпущен процессор Cortex-M0, который построен на базе архитектуры ARMv6-M. Мы попробуем объяснить, почему процессоры Cortex-M3 и Cortex-M0 являются естественным выбором для тех, кому нужна дальней-шая модернизация системы на базе 8051-процессора.

КРАТКИЙ ОБЗОР ПРОЦЕССОРОВ

CORTEX-M3 И CORTEX-M0

По регистровому банку модель про-граммирования процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 почти идентична процес-сору ARM7TDMI. Они имеют регистры с R0 по R15, причем R13 — это указатель стека, R14 — регистр связи, а R15 — ука-затель команд. Однако в этих процес-сорах нет тех же режимов, что и в про-цессоре ARM7TDMI. Они могут работать только в режимах thread (потоковый режим) и handler (режим обработчика), когда запущен обработчик сбоев. Для процессора Cortex-M3 режим thread может работать либо на привилегиро-ванном уровне, либо на уровне пользо-вательского доступа. В отличие от про-цессора ARM7TDMI, в этих процессорах единственным совместно работаю-щим регистром является R13. Второй

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

89


Рис. 2. Предварительно установленная схема распределения памяти в процессорах Cortex-M3 и Cortex-M0

R13 обычно используется только при выполнении кода пользователя, так что стек пользователя может быть отделен от стека ядра.

Сравнение моделей программиро-вания процессоров 8051 и CortexM3/M0 представлено на рисунке 1.

Для пользователей процессо-ра 8051 модель программирования процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 обеспечивает более удобную работу с регистрами, так как регистры с R0 по R12 могут быть использованы для команд общего назначения, в то время как в 8051 для этого используются только регистры R0—R7 и регистр-аккумулятор. Так как все эти регистры являются 32-разрядными, обработка больших данных намного проще. В 8051-процессоре обработка данных целочисленного типа требует более одного регистра. И наибольшим пре-имуществом процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 является то, что любой регистр может быть использован как указатель данных для доступа к памя-ти. В то же время в 8051-процессоре доступ к внешней памяти обычно осуществляется с помощью DPTR или более сложным путем с помощью соче-тания выходного порта 2 и регистра, чтобы сгенерировать 16-разрядный внешний адрес.

Те, кто использовал процессор ARM7TDMI, наверняка заметили, что в модели программирования про-цессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 разо-браться намного проще и установка процессоров не так сложна, так как в них нет такого большого числа режи-мов работы, как в ARM7TDMI. Однако, в отличие от процессора ARM7TDMI, как Cortex-M3, так и Cortex-M0 имеют предустановленную схему распреде-ления памяти со встроенным контрол-лером прерываний (который называ-ется NVIC) и компонентами отладки, находящимися в постоянной памяти (см. рис. 2). Остальная часть 4-Гбайт памяти разделена на несколько обла-стей для различных целей. Заданная схема распределения памяти позво-ляет оптимизировать процессор на максимальную производительность, хотя реальное использование памяти может быть другим, что обеспечива-ет высокую гибкость при настройке процессора к требованиям конкрет-ного приложения. Организация памя-ти делает портирование приложений более простым, чем во многих дру-гих процессорах, представленных на рынке. Поскольку NVIC является частью процессорного ядра, установка прерываний и функции ядра не нужда-ется в изменении при портировании программного обеспечения с процес-соров Cortex-M3 и Cortex-M0 на другие устройства.

Процессор Cortex-M3 поддерживает технологию Thumb-2. Она включает в себя команды Thumb, используемые в процессоре ARM7TDMI, а также мно-гие новые команды для цифровой обработки сигнала (DSP) и побитовой обработки. Это упрощает пользовате-лям процессора ARM7TDMI перевод старого программного кода на про-цессоры Cortex-M3, а также позволяет разрабатывать высокопроизводитель-ные приложения. Процессор Cortex-M0 поддерживает 16-разрядные команды Thumb, а также несколько 32-разрядных команд Thumb-2.

Процессор Cortex-M3 также содер-жит опциональный блок защиты памя-ти (Memory Protection Unit — MPU). Он позволяет устанавливать правила доступа для предотвращения наруше-ния целостности данных в ядре ОС или других процессах, когда пользова-тельский процесс нарушается. Кроме того, MPU можно также использовать для того, чтобы делать определенные области памяти доступными только для чтения или заблокировать их в зависимости от требований приложе-ния.

Одним из крупных преимуществ проектирования системы на базе архитектуры ARM является то, что один набор инструментов разработки

может быть использован на различ-ных ARM-процессорах, в том числе отладочных средствах. Как Cortex-M3, так и Cortex-M0 включают в себя раз-личные функции отладки, в том числе контрольные точки останова и точки наблюдения, а на процессоре Cortex-M3 функции трассировки команд и данных, а также некоторые базовые функции профилирования. Так как большинство этих функций являются общими для всех МК на базе процес-соров Cortex-M3 и Cortex-M0, то одни и те же инструменты отладки могут быть использованы для различных кристаллов.

ОСОБЕННОСТИ ПЕРЕХОДА

НА 32-РАЗРЯДНУЮ АРХИТЕКТУРУ

Некоторые инженеры испытывают беспокойство и сомнения по поводу перехода на процессоры Cortex-M3 и Cortex-M0. Будучи инженером, я полно-стью понимаю желание досконально выяснить все вопросы, связанные с таким переходом. В данном разделе мы обсудим наиболее общие вопросы, которые могут возникнуть у специали-стов по встраиваемым системам.

Производительность

Производительность процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 более чем в

Рис. 1. Сравнение модели программирования процессоров 8051 и CortexM3/M0

90

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

WWW.ELCOMDESIGN.RU

10 раз превышает производительность многих 8051-процессоров. На рисун-ке 3 сравнивается производитель-ность процессоров 8051, Cortex-M0 и Cortex-M3.

Если взглянуть на большинство программных кодов для встраиваемых приложений, то часто в них использу-ются данные целочисленного типа. В компиляторах C для 8051-архитектуры или большинства 8-разрядных МК данные целочисленного типа имеют разрядность 16 бит, поэтому каждая операция по обработке целых чисел требует несколько команд. В то же время в 32-разрядных процессорах число команд снижено всего до одной, и ее выполнение занимает всего лишь один тактовый цикл. Поэтому в 8-разрядном МК даже в простом про-граммном цикле со счетчиком управ-ления циклом в виде целого числа потребуется намного больше команд, чем в 32-разрядном процессоре.

Другим фактором, который снижа-ет производительность 8-разрядных МК, является шинный интерфейс. Так как многие команды являются 2- или 3-байтовыми, то для вызова команды требуется множество рабочих циклов. В результате скорость выполнения команды снижается.

Быстродействие

Возможно, кто-то скажет: «8051-процессор, который я использую, способен работать на частоте до 100 МГц! Разве процессоры Cortex-M3 и Cortex-M0 могут обойти их по быстродействию?» Ответ — да, могут. Как Cortex-M3, так и Cortex-M0 способ-ны работать на частоте более 100 МГц при использовании обычного 0,18-мкм технологического процесса и на значительно более высокой частоте при изготовлении с применением норм последнего поколения. Однако максимальная частота обычно огра-ничивается флэш-памятью. Поскольку размер флэш-памяти растет, макси-мальная частота падает. Современные МК на базе процессора Cortex-M3 уже достигли 100 МГц, и регулярно появ-ляются новые версии процессоров. Один из поставщиков МК продемон-стрировал 120-МГц устройство на базе Cortex-M3. Другой поставщик МК для продуктов на базе процессора Cortex-M0 также представил 100-МГц прототип устройства.

Не забывайте о том, что при оди-наковой тактовой частоте процес-соры Cortex-M3 и Cortex-M0 могут работать намного быстрее, чем 8051, так как требуется меньше команд для одной и той же операции (как показано в предыдущих примерах). Поэтому даже более медленные МК на базе процессоров Cortex-M3 или Cortex-M0 могут легко опередить по системной производительности про-цессор 8051, работающий на частоте 100 МГц.

Размер программы

Некоторые специалисты беспокоят-ся о том, что при переходе на про-цессоры Cortex-M3 или Cortex-M0 размер программ может значительно увеличиться. На самом деле, если в вашей программе требуется обработка

данных, длина которых больше 8 бит, переход на Cortex-M3 существенно упрощает код приложения (и снижает вероятность появления в них ошибок!).

Кроме того, множество команд 8051 занимают 2 или 3 байта, в то время как команды Thumb-2 являются намного более мощными, чем команды 8051. Например, если нужно выполнить передачу данных в область памяти, то программа, выполняющая эту задачу на 8051-процессоре, займет 18 байт, а на Cortex-M3/Cortex-M0 — всего 14 байт.

Вы удивлены? С помощью процес-сора Cortex-M3 одно и то же задание можно выполнить, используя меньший объем программного кода и меньшее число команд (а также за более быстрое время их выполнения). В таблице 1 сравнивается программный код пере-мещения трёх регистров в стек, извле-чения их и выдачи результата для про-цессоров 8051 и Cortex-M3.

Команды перемещения в стек и извлечения из стека для процессоров Cortex-M3 или Cortex-M0 могут обра-батывать сразу множество регистров, а также использоваться для возврата из функции во время выполнения коман-ды POP. Они могут серьезно сэконо-мить кодовое пространство для стеко-вых операций и возврата из функции. В процессорах Cortex-M3 и Cortex-M0 имеется большее число регистров, что позволяет снизить загрузку стека при хранении регистров промежуточных данных.

Во многих случаях размер программы сокращается на 50% при переходе с МК на базе 8051-процессора на МК на базе процессоров Cortex-M3 или Cortex-M0.

Меньшая потребляемая мощность

Переход на процессоры Cortex-M3 или Cortex-M0 уменьшит энергопотре-бление. В современных сложных МК с развитой периферией и большой памятью энергопотребление памяти и периферии может быть значительно выше, чем у процессора. Кроме того, процессор Cortex-M3 включает в себя ряд функций энергосбережения, в том числе управление тактовым сигналом и дежурные режимы питания. Например, МК STM32 компании ST потребляет всего лишь 2 мкА в дежурном режиме. Это меньше, чем энергопотребление многих современных устройств на базе 8051-процессоров.

Недавно представленный процес-сор Cortex-M0 обладает еще большими возможностями по снижению энерго-потребления. В минимальной конфигу-рации процессор Cortex-M0 содержит всего 12 тыс. вентилей и потребляет лишь 12 мкВт/МГц.

Высокая производительность про-цессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 также позволяет переводить систему в дежур-

Рис. 3. Сравнение производительности процессоров 8051, Cortex-M0 и Cortex-M3

Таблица 1. Пример сравнения кода доступа в стеко-вую память для процессоров 8051 и Cortex-M3

8051 Cortex-M3/Cortex-M0

PUSH ACC ; 2 байта PUSH {R0-R2, LR} ; 2 байта

PUSH R0 ; 2 байта POP {R0-R2, PC} ; 2 байта

PUSH R1 ; 2 байта

POP R1 ; 2 байта

POP R0 ; 2 байта

POP ACC ; 2 байта

RET ; 1 байт

Всего = 13 байт для 8051Всего = 4 байта для Cortex-M3/

Cortex-M0

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

91


ный режим на более длительный пери-од времени, так как время выполнения задания существенно сокращается. Процессоры Cortex-M3 и Cortex-M0 дополнительно снижают энергопотре-бление системы за счет уменьшения длительности активных циклов (см. рис. 4).

Кроме того, так как поддержка дежурного режима является неотъем-лемой частью архитектуры, программ-ный код поддержки дежурного режима можно легко портировать на различ-ные устройства на базе Cortex-M3 и Cortex-M0.

Простота программирования

С процессорами Cortex-M3 и Cortex-M0 удобно работать на C. В простых случаях построение полного приложе-ния требует только таблицы векторов прерываний и кода на C. Таблица век-торов прерываний может быть также закодирована на C. В некоторых слу-чаях разработчики охотно используют ассемблер, например, при проектиро-вании ядра ОС и кода вызова суперви-зора для передачи параметров.

Код ассемблера для процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 также весьма прост. Так как Thumb-код использо-вался в процессоре ARM7TDMI в тече-ние многих лет, сведения о Thumb-программировании и примеры кода можно найти во многих источниках.

Надежность

Функции обработки сбоев в процес-сорах Cortex-M3 и Cortex-M0 улучша-ют надежность системы. В процессоре Cortex-M3 имеются два уровня защи-ты системы от полного ее выхода из строя.

Первый уровень защиты опреде-ляется тремя состояниями ошибки системы, а именно, неопределен-ными командами, сбоями шины и случайными попытками перехода к ARM-коду (процессор Cortex-M3 под-держивает только Thumb-код). Если во время обработки этих состояний ошибки обработчик событий находит

Рис. 4. Процессоры Cortex-M3 и Cortex-M0 обеспечивают значительно меньшую среднюю потребляе-мую мощность при одинаковой производительности по сравнению с МК на базе 8051 и другими 8- и 16-разрядными МК

новые сбойные события, запускается обработчик устойчивых сбоев (см. рис. 5).

Процессор Cortex-M0 имеет только один уровень состояния обработки сбоев (устойчивые сбои).

Когда происходит нарушение рабо-ты системы, обработчик сбоев пыта-ется разрешить проблему или если система использует ОС, он прерывает задание. Во время разработки про-граммы используют набор регистров состояния сбоя внутри процессора Cortex-M3, которые позволяют иденти-фицировать источник проблемы. Если наступает какой-либо сбой в 8051-

92

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

WWW.ELCOMDESIGN.RU

устройстве, то нет способов сообщить об этом системе, и результат может быть непредсказуемым. Возможность перегрузки процессора (если досту-пен сторожевой таймер) реализуется только с некоторой задержкой после выхода системы из строя и потому бесполезна.

Кроме того, в процессоре Cortex-M3 имеется опциональный блок защиты памяти (MPU), который позволяет сни-зить вероятность нарушения целост-ности данных в памяти. MPU широко используются в системах с ОС реально-го времени.

Для наиболее востребованных критически важных для безопасно-сти приложений процессор Cortex-M3 также обеспечивает интерфейс связи с модулем-супервизором сбоев. Это позволяет создавать встраиваемые системы в соответствии со специфи-кацией SIL3 стандарта IEC61508 и использовать процессор Cortex-M3 в различных критически важных для

безопасности приложениях, напри-мер, в автомобильных, медицинских и военных встраиваемых решениях.

Прерывания

По сравнению с 8051-процессорам, поддержка прерываний в процессо-рах Cortex-M3 и Cortex-M0 так же про-ста в использовании, но обеспечивает больше возможностей. Большинство устройств на базе процессора Cortex-M3 обеспечивает более 32-х преры-ваний и поддерживает 8…16 уровней приоритета, хотя в процессоре Cortex-M3 предусмотрена поддержка до 240 прерываний и до 256 уровней приори-тета. Процессор Cortex-M0 поддержи-вает до 32-х прерываний и четырех программируемых уровней приори-тета. И, в отличие от программ для ARM7TDMI, в процессорах Cortex-M3 и Cortex-M0 вложенное прерывание обрабатывается автоматически аппа-ратными средствами. Поэтому преры-вание более высокого уровня может

Рис. 6. Сравнение таблиц векторов прерываний процессоров 8051 и Cortex-M3/Cortex-M0

Таблица 2. Сравнение задержки обработки прерывания форсированного 8051-процессора и Cortex-M3

Форсированный 8051 Cortex-M3

Задержка обработки прерывания (5 или 6 циклов)

SJMP/LJMP от таблицы векторов прерываний к обработчику (3 или 4 цикла)

PUSH PSW (2 или 3 цикла)

ORL PSW, #00001000b (переключение банка регистров, 3 цикла)

Старт абсолютного кода обработчика

Задержка обработки прерывания (12 циклов)

Старт абсолютного кода обработчика

Всего от 13 до 16 циклов для ускоренного 8051-процессора Всего 12 циклов Cortex-M3

отменять прерывание более низкого уровня без сложного процесса уста-новки. Как Cortex-M3, так и Cortex-M0 также обеспечивают немаскируемый вход прерывания. Это важно для мно-гих критичных, с точки зрения безо-пасности, приложений.

В процессорах Cortex-M3 и Cortex-M0 обработчики прерываний могут быть закодированы в C как обычные функции C. Некоторые регистры пере-мещаются в стек автоматически, когда происходит обработка прерывания, и автоматически восстанавливаются, когда функция возвращает свое зна-чение.

Подобно 8051-процессорам, пре-рывания в процессорах Cortex-M3 и Cortex-M0 являются векторными. Однако векторные адреса в 8051-процессорах фиксированы, и необхо-дима команда передачи управления, чтобы в 8051-процессоре начал работу обработчик абсолютных прерываний. В процессорах Cortex-M3 и Cortex-M0 таблица векторов прерываний опре-деляет начальные адреса програм-мы обработки прерываний (Interrupt Service Routine — ISR), и ядро начинает исполняться с получаемых начальных адресов. Таблица векторов прерываний может располагаться в SRAM, поэтому после загрузки системы при необходи-мости вектор ошибки (exception vector) может быть изменен на другой адрес обработчика.

Сравнение таблиц векторов преры-ваний процессоров 8051 и Cortex-M3/Cortex-M0 приведено на рисунке 6.

Некоторые потребители могут использовать «форсированный» вари-ант устройства на 8051-процессоре, в которых задержка обработки преры-вания составляет всего 5 или 6 такто-вых циклов, в то время как в процес-соре Cortex-M3 задержка обработки прерывания составляет 12, а в Cortex-M0 — 16 циклов. Поэтому можно подумать, что процессоры Cortex-M3 или Cortex-M0 работают медленнее. Однако анализ показывает, что даже при использовании «форсирован-ных» 8051-процессоров общее время от момента прерывания до момента начала обработки прерывания при-мерно одинаково (см. табл. 2).

12 циклов задержки обработки прерывания на процессоре Cortex-M3 включают время для передачи реги-стров в стек, вызова вектора ошиб-ки и вызова команд программы обра-ботки прерываний (ISR). Из сравнения, приведенного в таблице 2, видно, что задержка обработки прерывания для процессора Cortex-M3 меньше, чем для форсированного 8051-устройства, который является в среднем в 8 раз более быстродействующим, чем стан-дартный 8051-процессор. На других

Рис. 5. Два уровня обработчиков сбоев, которые предохраняют от системных ошибок

МИ

КР

ОК

ОН

ТР

ОЛ

ЛЕ

РЫ

И D

SP

93


вариантах 8051-процессоров задержка может быть намного больше.

Битовые операции

Способность обрабатывать данные в битовых полях стало одним из уникаль-ных свойств 8051-процессора, которое ценят многие программисты. На про-цессорах Cortex-M3 определены две области битовых полос (с побитовой адресацией), одна — в SRAM, другая — в области внешней памяти. Для того чтобы получить доступ к этому про-странству с побитовой адресацией как к битовым данным, программа выби-рает данные с помощью псевдонимов адресов битовых полос (bit band alias addresses). С помощью перераспреде-ления памяти и аппаратного механизма «чтение-модификация-запись» процес-сор Cortex-M3 позволяет осуществлять чтение и запись индивидуальных бит в областях битовых полос. Так как бито-вые операции обрабатываются как обычная передача данных памяти, они могут быть реализованы в обычном коде C.

Другими возможностями обработки битовых данных на процессоре Cortex-M3 являются действующие команды над битовыми полями (bit fi eld operation instructions). Процессор Cortex-M3 под-держивает ряд действующих команд над битовыми полями, в том числе BFI (вставка битового поля), BFC (очистка битового поля), UBFX/SBFX (извлечение битового поля без знака/со знаком) и RBIT (реверсирование бита). Например, в таблице 3 сравнивается код извлече-ния с пятого по третий бит данного и передача их в регистр.

Как можно заметить, новые команды для процессора Cortex-M3 значительно упрощают программный код, экономят пространство программной памяти и улучшают скорость исполнения кода.

Какие еще доступны возможности?

Процессор Cortex-M3 имеет много других мощных команд. Например, имеются команды для умножения 32-битовых данных (64-битовый резуль-тат), команды 32×32 умножения и акку-мулирования, арифметические опера-ции с насыщением, команды CLZ (Count Leading Zeros) и команды аппаратно-го деления. Эти команды позволяют выполнять на процессоре Cortex-M3 задачи цифровой обработки сигнала.

Процессор Cortex-M0 поддерживает однотактное умножение, но не поддер-живает команды DSP и MAC. Однако в большинстве автономных встраивае-мых приложений эти операции могут быть реализованы программно (в том числе используя библиотеки C), так как производительность Cortex-M0 намного выше, чем большинства 16- и 32-разрядных процессоров.

Таблица 4. Встраиваемые ОС, доступные для процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0

Встраиваемая ОС Поставщик

RTX Kernel KEIL (www.keil.com)

FreeRTOS FreeRTOS (www.freertos.org)

μC/OS-II Micrium (www.micrium.com )

Thread-X Express Logic (www.expresslogic.com)

eCos eCosCentric (www.ecoscentric.com, http://ecos.sourceware.org)

embOS Segger (www.segger.com)

Salvo Pumpkin, Inc. (www.pumpkininc.com)

CMX-RTX, CMX-Tiny CMX Systems (www.cmx.com )

NicheTask Interniche Technologies, inc. (www.nichetask.com)

Nucleus Plus Accelerated Technology (www.mentor.com )

μVelOSity Green Hills Software (www.ghs.com)

PowerPac IAR Systems (www.iar.com)

VxWorks Wind River (www.windriver.com)

μCLinux ARM (www.linux-arm.org/LinuxKernel/LinuxM3)

CircleOS Raisonance (www.stm32circle.com)

Команды доступа к памяти в про-цессорах Cortex-M3 и Cortex-M0 также имеют весьма мощные режимы адреса-ции. Это делает обработку массивов дан-ных намного более эффективной, чем у 8-разрядных процессоров. Процессор Cortex-M3 может также осуществлять доступ к фрагментированным данным (unaligned data), что не поддерживается в процессоре ARM7TDMI.

Для разработки сложных продуктов можно также использовать различные ОС реального времени, доступные для процессоров Cortex-M3 и Cortex-M0. Например, инструменты разработки KEIL предоставляют ядро RTX, кото-рое позволяет разрабатывать много-задачные системы. Имеется также ряд других ОСРВ от различных поставщи-ков, осуществляющих поддержку про-цессоров Cortex-M3 и Cortex-M0 (см. табл. 4).

С точки зрения возможностей отладки, использование процессо-ра Cortex-M3 обеспечивает намного больше возможностей, чем примене-ние 8-разрядного МК. В процессоре Cortex-M3 до ступ но 6 аппаратных точек прерывания, 4 точки наблю-дения за данными и программные точки прерывания с помощью команд контрольного перехода. Процессор Cortex-M3 также поддерживает трас-сировку команд (опционально) и про-стую трассировку данных. Результат трассировки может быть зафиксиро-ван с помощью анализатора порта трассировки или с помощью недо-рогого аппаратного трассировщи-ка при использовании подсистемы Serial-Wire Viewer. Он также имеет ряд регистров для профилирования кода,

помогающих оптимизировать про-граммное обеспечение.

Процессор Cortex-M0 поддерживает до 4-х аппаратных точек прерывания, 2 точки наблюдения за данными и про-граммные точки прерывания с помо-щью команд контрольного перехода. Он обеспечивает либо JTAG-, либо Serial Wire-интерфейс для связи с отладчи-ком.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Переход от 8051-процессора на 32-разрядные устройства, такие как процессоры Cortex-M3 и Cortex-M0, не только разрешает множество проблем, связанных с ограничениями архитек-туры MCS51, но, в то же время, обеспе-чивает более высокую производитель-ность системы, ускоряет разработку программного обеспечения и улучшает свойства изделия, отрицательно не ска-зываясь на размере программ, энерго-потреблении, надежности и стоимости решения.

ЛИТЕРАТУРА1. Joseph Yiu. Migrating from 8-, 16- to

32-bit Microcontrollers.

Таблица 3. Сравнение размера кода для извлече-ния битовых полей

8051 Cortex-M3

ANL A, #0x38 ; 2 байта

UBFX R0, R0, #3,#3 ; 4 байтаRR A ; 1 байт

RR A ; 1 байт

RR A ; 1 байт

Всего 5 байт для 8051 Всего 4 байта для Cortex-M3

94

WWW.ELCOMDESIGN.RU

ПРЕИМУЩЕСТВА НОВОЙ ПЛАТФОРМЫ

Новая серия осциллографов WaveRunner компании LeCroy выполнена на инновационной платформе 6 Zi. Основные преимущества новой платформы: полоса про-пускания 400 МГц…4 ГГц, память — 16 Мбайт на каждый канал (32 Мбайт при объединении каналов) с возмож-ностью опционального увеличения длины записи до 64 Мбайт на канал (128 Мбайт при объединении); частота дискретизации увеличена до 40 Гвыб./с (для осциллогра-фов с полосой пропускания 2,5 ГГц и выше); расширенное меню синхронизации и запуска для регистрации аномалий и редких событий; удобный пользовательский интерфейс; большой ассортимент различных пробников и принадлеж-ностей с высокими техническими характеристиками.

НОВЫЙ ДИЗАЙН И ОРИГИНАЛЬНЫЙ ПОВОРОТНЫЙ

ДИСПЛЕЙ

У осциллографов WaveRunner 6 Zi существенно изме-нены конструкция и дизайн корпуса. Теперь они имеют широкоформатный сенсорный дисплей с диагональю 30,7 см и разрешением 1280×800 точек (WXGA). Впервые применен поворотный дисплей, который обеспечивает просмотр сигналов не только горизонтально, но и при раз-вороте на 90°. Это увеличивает разрешающую способность по вертикали, а значит — и достоверность измерений при анализе джиттера, глазковых диаграмм и смешанных сиг-налов. Поворот изображения производится автоматически при установке дисплея в требуемое положение.

ПОТОКОВАЯ АРХИТЕКТУРА X-STREAM II:

ВЫСОКАЯ СКОРОСТЬ ИЗМЕРЕНИЙ И ОБРАБОТКИ

Высокая производительность потоковой архитектуры X-Stream II превращает длинную память для сбора дан-ных в непревзойденное преимущество, присущее только осциллографам LeCroy. Эта архитектура использует сег-менты осциллограмм переменной длины для повышения эффективности кэш-памяти процессора. Традиционные цифровые осциллографы, отображающие полнораз-мерные осциллограммы за один проход сбора данных, вынуждены платить за это снижением производитель-ности, обусловленной чрезмерно упрощенной архитекту-рой. Возможности архитектуры X-Stream II увеличиваются при использовании процессора Intel® Dual Core™ с высоко-скоростной внут рен ней шиной передачи данных PCIEx4, 64-разрядной ОС Windows7™ и 4-Гбайт оперативной па-мятью.

ВСЕСТОРОННИЙ АНАЛИЗ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫХ ДАННЫХ

Осциллографы WaveRunner 6 Zi позволяют производить тестирование протоколов новых стандартов, требующих анализа джиттера и построения глазковых диаграмм; полное тестирование протоколов на соответствие тре-бованиям стандартов; тестирование протоколов по вло-женным стандартам (более чем по 17 условиям запуска); декодирование и анализ соответствия протоколов стан-дартам. Новый программный пакет JITKIT Jitter позволяет анализировать основные характеристики джиттера сигна-лов систем синхронизации, включая период следования, полупериод, цикл (за всю историю наблюдения), наклон, амплитуду, дифференциальное пересечение напряжения, скорость нарастания выходного напряжения и другие параметры.

Революционная платформа

осциллографов LeCroy 6 ZiНОВЫЙ СПОСОБ НАВИГАЦИИ

Навигационная панель WavePilot обеспечивает быстрый доступ к курсорным измерениям, режимам декодиро-вания и быстрого поиска аномалий WaveScan™, журналу истории, инструменту генерации отчетов LabNotebook™ и анализатору спектра. Многофункциональный регулятор в виде джойстика, находящийся в центре навигационной панели WavePilot, позволяет легко перемещаться по табли-це, управлять масштабированием и позиционированием осциллограммы, а также быстро документировать и ком-ментировать все производимые настройки.

РАСШИРЕННЫЕ ВОЗМОЖНОСТИ СИНХРОНИЗАЦИИ

Широкая полоса пропускания и 10 различных интел-лектуальных видов синхронизации, четырехкаскадные виды синхронизации, запуск развёртки по результатам измерений и режим TriggerScan — это стандартный набор средств, которые позволяют быстро обнаружить проблему. Новый режим синхронизации — запуск раз-вёртки по результатам измерений — является мощной функцией регистрации событий, основанной на изме-рении выбранного параметра с большим разрешением. Высокоскоростной запуск по данным последовательных шин осуществляет запуск по последовательностям на скорости передачи до 3 Гбит/с на длине 80 бит. Полный спектр последовательных протоколов включает: I2C, SPI, UART, RS-232, Audio (I2S, LJ, RJ, TDM), CAN, LIN, FlexRay, MIL-STD-1553, SATA,PCIe, 8b/10b, USB2 и многие другие. Осциллографы имеют возможность инсталляции пакета SPECTRUM, позволяющего настраивать режим расширен-ного частотного анализа так же, как при работе с обычным анализатором спектра. Доступны манипуляции с централь-ной частотой, полосой обзора, полосой пропускания, пик-маркерами, растяжка спектрограмм и т.д.

TRIGGERSCAN™

Функция TriggerScan™ использует высокоскоростную аппаратную схему синхронизации с послесвечением экра-на, чтобы отфильтровать только интересующие сигналы и обеспечить до 100 раз более высокую скорость поис-ка, чем другие методы. Традиционные режимы быстрого обновления экрана работают лучше всего над частыми событиями, происходящими в низкочастотном сигнале, в то время как TriggerScan™ является лучшим средством обнаружения редких событий в ВЧ-сигнале.

Осциллографы серии WaveRunner 6 Zi обеспечива-

ют достоверное воспроизведение реального сигнала

с минимальным уровнем искажений и шумов, имеют

широкий диапазон значений постоянного смещения

по горизонтали и временной задержки по вертикали,

что позволяет легко оценить характеристики входного

сигнала при его растяжке. По сравнению с предыду-

щей серией собственный уровень шумов уменьшен на

~5 дБ. Использование операционной среды Windows 7 и

потоковой архитектуры X-Stream II позволило получить

быстрый отклик осциллографа на манипуляции систем

управления. Расширенный инструментарий анализа

сигналов систем последовательной передачи данных, а

также сохранение цены на уровне стоимости предыду-

щей серии — всё это делает осциллографы на платфор-

ме WaveRunner 6 Zi наиболее конкурентоспособными в

диапазоне полос пропускания 400 МГц…4 ГГц.

96

WWW.ELCOMDESIGN.RU

Новые компоненты на российском рынкеАЦП/ЦАПАЦП/ЦАПАЦП/ЦАПАЦП/ЦАП

Самый компактный в отрасли 2-канальный АЦП от Maxim минимизи-рует габариты и энерго-потребление системы

Компания Maxim Integrated Products пред-ставляет самый ком-

пактный в отрасли 2-канальный АЦП. Этот 12-разрядный АЦП имеет встроенный источник опорного напряжения (ИОН) и выполнен в микроминиатюрном корпусе типа WLP (1,9×2,2 мм). Выводы микросхемы расположены в виде матрицы 3×4 с шагом 0,5 мм, что упрощает разработ-ку 4-слойных печатных плат, в то время как высота 0,64 мм делает эти АЦП идеальными в случае их монтажа на обеих сторонах платы.

Обладая, наряду с компактными размерами, лучшими в своем классе показателями по рассеиваемой мощности (18 мкВт при времени преобразования 1 мс), MAX11645 отлично подходят для самых различных применений — от энергосберегающих датчиков и портативной бытовой техники до устройств мониторинга в местах подключения нагрузки (напряжение, ток, температура) в сетевых и ком-пьютерных системах.

Частота выборки MAX11645 составляет до 94 тыс. выбо-рок в секунду, что в 28 раз быстрее частоты ближайшего конкурентного устройства. Благодаря такому преимуще-ству за данный промежуток времени возможно преоб-разование по большому числу каналов. АЦП может более длительное время находиться в выключенном режиме, тем самым дополнительно уменьшая общее энергопотре-бление системы.

12-разрядный АЦП MAX11645 требует одно напряжение питания от 2,7 до 3,6 В и имеет встроенный ИОН 2,048 В.

MAX11645 — еще одна микросхема в широком семейс т-ве АЦП компании Maxim с интерфейсом I2C. Будучи сов мес-тимыми по выводам и программно, эти 2-/4-/8-/12-ка наль-ные 8-/10-/12-разрядные АЦП позволяют разработчикам легко решать вопросы комплексной оптимизации уст рой-ств по габаритам, производительности и стоимости.

Для применений, где требуется разрешение менее 12 разрядов, предлагается MAX11647 — 10-разрядный АЦП, совместимый по выводам с MAX11645. MAX11645/MAX11647 предлагаются в 12-выводном корпусе WLP и 8-выводном корпусе μMAX® и работают в расширенном температурном диапазоне от –40…85°C.

Maxim Integrated Products

www.maxim-ic.com/ru

Дополнительная информация:см. «Симметрон», ЗАО

Маломощные высокоскоростные АЦП от Analog DevicesКомпания Analog Devices, лидер на рынке преобразо-

вателей, представила два новых маломощных высокоско-ростных сдвоенных АЦП. Новые АЦП — AD9284 и AD9286, потребляют на 40% меньше мощности по сравнению с аналогичными изделиями конкурентов.

Микросхемы обеспечивают точность преобразова-ния сигнала 8 бит при скоростях до 250 МГц (AD9284) и 500 МГц (AD9286), обладают отличным соотношением сигнал-шум (49,3 дБ) и динамическим диапазоном, сво-бодным от искажений, до 65 дБн. Из других особенностей стоит отметить встроенный источник опорного напря-жения, усилитель выборки-хранения и стандартный порт

контроля и управления SPI. Вывод данных осуществляется через параллельный скоростной интерфейс LVDS.

Микросхемы найдут широкое применение в порта-тивном и стационарном измерительном оборудовании, медицинской технике, в радиоприемных и передающих трактах.

Миниатюрный корпус 48-LFCSP позволит сэкономить место на печатной плате и уменьшить габариты устрой-ства. Интерфейс управления (SPI) и интерфейс выходных данных (LVDS) упрощают ее сопряжение с микроконтрол-лером, процессором или ПЛИС.

Краткие технические характеристики АЦП:– число разрядов преобразования: 8 бит;– максимальная частота преобразования: 250 МГц

(AD9284) и 500 МГц (AD9286);– номинальное напряжение питания: 1,8 В;– номинальный потребляемый ток: 175 мА (AD9286);– отношение сигнал-шум: 49,3 дБ (при Fвх = 200 МГц и

Fтакт = 500 МГц);– динамический диапазон, свободный от искажений:

65 дБн (при Fвх = 200 МГц и Fтакт = 500 МГц);– диапазон рабочих температур: –40…85°С;– тип корпуса: 48-LFCSP.Микросхемы доступны для заказа как в образцах, так и

для серийного производства.Analog Devices Inc.

www.analog.com

Дополнительная информация:см. «Элтех», ООО

ВСТРАИВАЕМЫЕ СИСТЕМЫВСТРАИВАЕМЫЕ СИСТЕМЫВСТРАИВАЕМЫЕ СИСТЕМЫВСТРАИВАЕМЫЕ СИСТЕМЫ

Малогабаритный недорогой твердотельный накопитель с интерфейсом SATA от InnoDisk

Компания InnoDisk пред-ставляет новый твердотель-ный промышленный накопи-тель серии SATA Slim J80.

Особенностями этих накопителей являются: – ультракомпактные размеры (по объему они в 8 раз

меньше обычных SSD формата 2,5”);– высокоскоростной интерфейс SATA II (3 Гбит/с);– разъем SATA, аналогичный разъему стандартных 2,5-

дюймовых жестких дисков и SSD;– цена на 30—40 % ниже цены на аналогичные про-

мышленные SSD формата 2,5”.Накопители SATA Slim J80 предназначены для исполь-

зования в устройствах небольшого размера, например, в нетбуках, планшетных компьютерах, GPS-навигаторах, портативных измерительных устройствах, встраиваемых промышленных компьютерах системах.

Основные характеристики накопителей приведены в таблице.

97


Объем хранимых данных, Гбайт 1…16

Интерфейс SATA II 3.0G

Скорость передачи данных, Мбит/с чтение: 90, запись: 60

Диапазон рабочих температур, °С 0…70

Напряжение питания, В 5

Максимальный ток потребления, мА 250

Размеры, мм 54×3 ×4

Функции SMART Поддерживаются

InnoDisk

www.innodisk.com

Дополнительная информация:см. «Элтех», ООО

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ

Два новых семейства осциллографов от Agilent Technologies

Компания Agilent Technologies представи-

ла новое поколение осциллографов смешанных сигналов и цифровых запоминающих осциллографов Infi niiVision 2000 и 3000 серии X, состоящее из 26-ти моделей. Использование революционной технологии позволило значительно расширить возможности осциллографов такого класса.

Новые осциллографы Agilent Infi niiVision 2000 серии X с верхней границей полосы пропускания 70…200 МГц и отличаются самой высокой скоростью обновления экрана в своем классе, что позволяет анализировать мельчайшие детали сигнала и захватывать редкие непериодические события. Первый в своем классе осциллограф смешанных сигналов (MSO) с 8-ю опциональными цифровыми канала-ми и единственным в отрасли интегрированным генерато-ром стандартных сигналов (опция), предоставляет инже-нерам и преподавателям более широкие возможности при ограниченном бюджете.

Характеристики новых осциллографов Agilent Infi niiVision 3000 серии X значительно улучшены, а цены удерживаются на прежнем уровне. Модели этой серии имеют полосу пропускания 100…500 МГц, а скорость обновления экрана составляет 1000000 сигналов в секун-ду. Среди опциональных возможностей — 16 цифровых каналов (MSO), интегрированный генератор стандартных сигналов и аппаратная реализация декодирования сигна-лов последовательных шин.

В основе осциллографов Infi niiVision серии X лежат разработанные Agilent специализированные КМОП ИС, изготавливаемые по нормам 90 нм, со встроенной памя-тью. Одночиповая технология MegaZoom IV обеспечивает высочайшую скорость обновления экрана, глубокую память, а также функциональные возможности логическо-го анализатора, генератора стандартных форм сигналов и анализатора протоколов. Таким образом, у разработ-чиков и преподавателей теперь появилась возможность выбрать осциллограф с расширенной функциональностью по доступной цене.

Agilent Technologies Inc.

www.agilent.ru

Дополнительная информация:см. Agilent Technologies Inc.

Компания Agilent Technologies выпустила экспресс-конфигурации для анализаторов и гене-раторов сигналов

Компания Agilent Technologies представила экспресс-конфигурации для популярных анализаторов сигна-

лов CXA/EXA и генераторов сигналов MXG. Экспресс-конфигурации обеспечивают быструю поставку со склада контрольно-измерительных приборов наиболее популяр-ных конфигураций. Эта услуга гарантирует максимально быструю поставку готового к немедленному применению контрольно-измерительного оборудования для КБ и про-изводственных линий заказчика, что экономит время, средства и трудозатраты.

Приборы Agilent с экспресс-конфигурацией — это приборы c предварительно настроенными опциями. Они обладают теми же техническими характеристиками, воз-можностями обновления и дистанционной идентификаци-ей прибора через SCPI, что и обычные версии. Экспресс-конфигурации предлагают наиболее популярные функции по выгодной цене. Все приборные опции активируются лицензионными ключами, гарантируя еще большие удоб-ства и простоту поставки.

Сегодня новые экспресс-конфигурации компании Agilent включают следующие приборы.

– Экспресс конфигурация для генератора аналоговых ВЧ-сигналов Agilent MXG (100 кГц…1, 3 или 6 ГГц) оптими-зирована для разработки компонентов и производствен-ного тестирования.

– Экспресс-конфигурация для генератора аналоговых СВЧ-сигналов Agilent MXG (100 кГц…20 ГГц) оптимизиро-вана для производства широкополосных компонентов. Благодаря небольшому размеру (2 единицы) занимает меньше места в стойке.

– Экспресс-конфигурация для анализатора сигналов Agilent CXA (9 кГц…3 или 7,5 ГГц) поддерживает стандарт-ные однокнопочные измерения, такие как мощность в канале, занимаемая полоса частот и мощность в соседнем канале.

– Экспресс-конфигурация для анализатора сигналов Agilent EXA (9 кГц…3,6; 7,0; 13,6 или 26,5 ГГц) предлагает самые быстрые средства повышения производительности производственной линии и снижения общих затрат на тестирование.

Agilent Technologies Inc.

www.agilent.ru

Дополнительная информация:см. Agilent Technologies Inc.

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

Модули источников питания DIN RAIL от Peak electronics

Модули источников питания DIN RAIL от Peak electronics содержат опцио-нальный светодиодный инди-катор включения питания, предохранитель, защиту

от превышения напряжения и резервирование, под-стройку напряжения и встроенные функции включения/выключения.

Доступны модули для DC/DC-преобразователей с одиночным, сдвоенным и строенным выходом в корпусе DIP24 и в 1×2-дюймовых и 35-мм корпусах (PHM1). Более крупные DC/DC-преобразователи (раз-мером 1,6×2 и 2,6×3 дюймов) мощностью до 75 Вт могут быть смонтированы в 70/105-мм корпусах (PHM2/ PHM3). Кроме того, доступны модули для AC/DC-пре-об разователей, драйверов светодиодов, а также для заказных решений.

Если Вам нужны какие-либо специализированные источники питания, свяжитесь с нами. Типичными функ-циями для источников питания, которые можно реализо-

98

WWW.ELCOMDESIGN.RU

вать на заказ, являются сверхвысокий диапазон входных напряжений, и/или нестандартные выходные напряжения и специальные корпуса.

PEAK electronics GmbH

www.peak-electronics.de

Дополнительная информация:см. «Компэл», ЗАО

КВАРЦЕВЫЕ ПРИБОРЫ СТАБИЛИЗАЦИИ КВАРЦЕВЫЕ ПРИБОРЫ СТАБИЛИЗАЦИИ КВАРЦЕВЫЕ ПРИБОРЫ СТАБИЛИЗАЦИИ КВАРЦЕВЫЕ ПРИБОРЫ СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫЧАСТОТЫЧАСТОТЫЧАСТОТЫ

Новый прецизионный термокомпенсированный кварце-вый генератор от ОАО «Морион»

ОАО «Морион» (Санкт-Петербург) представляет новый прецизионный термокомпенсированный кварцевый гене-ратор ГК270-ТК. Ключевой особенностью прибора являет-ся сочетание следующих характеристик.

– Стабильность частоты на уровне термостатирован-ного генератора (~10–7).

– Малое значение потребляемой мощности — как после включения генератора, так и в установившемся режиме (около 100 мВт).

– Малое время стабилизации частоты после включе-ния (около 2…3 с).

– Низкий уровень фазовых шумов.ГК270-ТК является продолжением семейства качествен-

но новых прецизионных термокомпенсированных гене-раторов ГК202-ТК и ГК203-ТК, но при этом разработан для поставок в категории качества «ВП».

ГК270-ТК имеет стандартные частоты: 9,8304; 10,0; 12,288; 12,8 МГц, выходной сигнал SIN и напряжение питания 5 или 12 В. Прибор обеспечивает темпера-турную стабильность частоты до 1,0 . 10–7 в широком интервале рабочих температур и долговременную ста-бильность частоты до 1,5 . 10–7 за год. Генератор выпол-нен в стандартном корпусе с размерами 36×27×12,7 мм однако при этом имеет очень перспективное исполне-ние с высотой 10 мм.

ГК270-ТК предназначен для специальных применений и будет поставляться в категории качества «ВП» со 2-го квартала 2011 г.

Дополнительная информация об этих и других новых приборах доступна на сайте ОАО «Морион» www.morion.com.ru.

ОАО «Морион»

www.morion.com.ru

Дополнительная информация:см. «Морион», ОАО

МК И DSPМК И DSPМК И DSPМК И DSP

Microchip расширяет семейство 32-разрядных МК PIC32 со встроенными интерфейсами Ethernet, CAN и USB

Компания Microchip представляет 6 новых

микроконтроллеров семейств PIC32MX5/6/7 с уве-личенным объемом памяти, выполненной по новой, более дешевой, технологии. Помимо этого, улучшено энергопотребление (0,5 мА/МГц), увеличено количе-ство циклов перезаписи (до 20000 циклов) и, соответ-ственно, обеспечена лучшая эмуляция EEPROM. Новые микроконтроллеры PIC32 совместимы по выводам с другими представителями семейств, что дает возмож-ность простого перехода в случае необходимости оптимизации объема памяти, производительности и цены.

Микроконтроллеры имеют тактовую частоту 80 МГц, что позволяет разработчикам снизить цену конечного изделия, не жертвуя при этом производительностью или функциональностью. Производительность ядра MIPS32 M4K, составляющая 1,56 DMIPS/МГц (лучшая в классе 32-разрядных микроконтроллеров), а также встроенная коммуникационная периферия (Ethernet, CAN, USB, последовательные порты) дополняют широкие возможности новых представителей семейства PIC32, имеющих 32-Кбайт ОЗУ и до 140-Кбайт флэш-память. Микроконтроллеры доступны в пяти типах корпусов: 100-выводном TQFP 12×12 мм, TQFP 14×14 мм и BGA, а также 64-выводном TQFP и QFN.

Области применения новых микроконтроллеров PIC32.– Коммуникации: POS-терминалы, встраиваемые WEB-

серверы, мосты и преобразователи протоколов.– Промышленная электроника: системы автоматиза-

ции.– Медицина и системы безопасности: контрольное

оборудование. – Бытовая техника: аудио, MP3, дисплеи, спортивная

электроника.– Автомобильная электроника: сигнализация, системы

слежения, маршрутные компьютеры.Для начала работы с микроконтроллерами PIC32

доступно два стартовых набора: PIC32 Ethernet Starter Kit (DM320004) и PIC32 USB Starter Kit II (DM320003-2). Также имеется встраиваемый модуль (MA320003) для платы Explorer 16 Development Board (DM240001).

Microchip Technology

www.microchip.com

Дополнительная информация:см. Microchip Technology

Отладочный комплект Bluetooth Kit от Microchip для разработки устройств связи с BlueTooth

Компания Microchip анонсирует отла-дочный комплект

Bluetooth Evaluation Kit, который обеспечивает демон-страцию работы Bluetooth-стека dotstack™ от компании CandleDragon Inc. Комплект предоставляет простой и недорогой способ изучения стека совместно с большин-ством 16/32-разрядных PIC микроконтроллеров или dsPIC цифровыми сигнальными контроллерами с использова-нием существующих отладочных средств Microchip.

Существующие беспроводные Bluetooth-модули, как правило, дороги и обеспечивают недостаточно гибкие решения, так как содержат микросхему радиоканала и зашитый микроконтроллер с поддержкой радиомодема. Новое совместное решение Microchip и CandleDragon позволяет разработчикам выбрать оптимальную пару из многих 16/32-разрядных PIC-микроконтроллеров и Bluetooth-микросхем. Стек от компании CandleDragon соответствует Bluetooth SIG и поддерживает различные профили для одного микроконтроллера, включая SPP, HFP и HID. Дополнительные профили для контроллеров Microchip планируется представить в ближайшем буду-щем.

Стек Bluetooth Stack может быть бесплатно загружен для оценки и начала разработки с сайта Microchipwww.microchip.com/get/A0NT. Лицензионные отчисления для производства устройств на базе стека начинаются от $4250 за 5000 шт. устройств.

Отладочный комплект Microchip Bluetooth Evaluation Kit (DM183036) доступен для заказа. Набор содержит дочернюю плату Bluetooth PICtail™ Plus, а также процес-сорные модули с 16-разрядным USB-микроконтроллером

99


PIC24FJ256GB110 и 32-разрядным контроллером с CAN и USB PIC32MX795F512L. Оба контроллера запрограм-мированы Bluetooth-стеком dotstack от CandleDragon и демонстрируют работу SPP-профиля. Этот отладочный комплект разработан для использования совместно с отладочной платой Explorer 16 Development Board (DM240001), которая доступна отдельно.

Microchip Technology

www.microchip.com

Дополнительная информация:см. Microchip Technology

СВЕТОТЕХНИКА И ОПТОЭЛЕКТРОНИКАСВЕТОТЕХНИКА И ОПТОЭЛЕКТРОНИКАСВЕТОТЕХНИКА И ОПТОЭЛЕКТРОНИКАСВЕТОТЕХНИКА И ОПТОЭЛЕКТРОНИКА

Драйвер светодиодов серии PMLEDU от Peak electronics

Компания Peak electronics предлагает PLED-UW1-xxx — высокоэффективный повышаю-

щий преобразователь, оптимизированный для управле-ния сильноточными светодиодами.

Алгоритм управления преобразователем обеспечи-вает высокоэффективную и точную стабилизацию тока светодиода. Прибор работает от постоянного входного напряжения в диапазоне 9…36 В и обеспечивает выход-ной ток до 700 мА с возможностью внешней регулировки и мощность на выходе до 33,6 Вт. Компактный размер корпуса (2×1 дюйм) позволяет разработчику интегриро-вать этот драйвер совместно со светодиодным модулем. Пластмассовый корпус класса UL-94V0 из высококачест-вен ного материала обеспечивает прекрасные огнестой-кие характеристики.

PEAK electronics GmbH

www.peak-electronics.de

Дополнительная информация:см. «Компэл», ЗАО

Agilent Technologies Inc.115054, Москва, Космодамианская наб., 52, стр. 1Тел.: +7 (495) [email protected]

Microchip TechnologyТел.: (812) [email protected]

«Компэл»», ЗАО115114, Москва, ул. Дербеневская, д.1, под. 28, офис 202Тел.: +7 (495) 995-09-01Факс: +7 (495) [email protected] www.compel.ru

«Морион», ОАО199155, С.-Петербург, пр. Кима, д. 13аТел.: (812) 350-75-72, (812) 350-9243Факс: (812) 350-72-90, (812) [email protected]

«Симметрон», ЗАО125315, Москва, Ленинградский проспект, д. 68Тел./Факс: (495) 797-55-35, [email protected]

«Элтех», ООО198035, С.- Петербург, ул. Двинская, 10, к. 6АТел.: +7 (812) 635-50-60Факс: +7 (812) [email protected]


| «СВЕТЛАНА-ОПТОЭЛЕКТРОНИКА» РАСШИРЯЕТ СЕТЬ ПРЕДСТАВИТЕЛЕЙ В РОССИИ И СНГ | В связи с возросшим

спросом на энергосберегающую светодиодную светотехнику компания «Светлана-Оптоэлектроника» расширяет сеть

торговых представительств в России и СНГ. По мнению маркетологов компании, рынок светодиодной светотехники

сильно недооценен экспертами, его объем составляет около миллиарда долларов. К сожалению, сегодня на россий-

ском рынке велика доля компаний, которые торгуют низкокачественной китайской продукцией и лоббируют ее по

государственным региональным программам закупок, не присутствуя на открытом рынке. В настоящее время ЗАО

«Светлана-Оптоэлектроника» существенно увеличивает мощности по производству широкого ассортимента светиль-

ников для промышленности, ЖКХ, офисов, улиц, специального освещения РЖД, а также взрыво- и пожарозащищенного

оборудования, соответствующего всем нормативным требованиям.

www.lightingmedia.ru

НОВОСТИ ДАТАКОМ

| «УМНЫЕ ОСТАНОВКИ» В ТАМБОВЕ | В Тамбове появились три остановочных павильона, позволяющие отслеживать пере-

мещение общественного транспорта и осуществлять различные платежные операции, включая пополнение карт безна-

личной оплаты проезда в транспорте. «Умные остановки», установленные «М2М-телематика Тамбов», оснащены системой

ГЛОНАСС и видеокамерами для обеспечения дополнительной безопасности пассажиров. В скором времени в рамках

проекта будет установлена и система громкой связи с кнопкой вызова служб экстренного реагирования.

Финансирование проекта в части размещения оборудования осуществляется компанией «Интеркапитал-Банк», а в

части подключения коммуникаций — администрацией Тамбова. До конца года планируется установить еще 100 «умных

остановок» за счет средств коммерческих предприятий.

www.elcomdesign.ru

ЭК2 2011

Documents