磁耦合谐振式电动汽车无线充电 ... - xmut.edu.cn

分类号 TM724 密级公开

收藏编号学号 153102004

学校代码 11062 编号

(应用研究)

磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统设计

专业名称：电气工程

研究方向：电器智能化技术及应用

研究生姓名：吴彬彬

校内导师、职称：郑雪钦副教授

校外导师、职称：林桂江高级工程师

所在学院：电气工程与自动化学院

二〇一七年十二月

一遵守学术行为规范承诺

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和《厦门理工学院学位论文作假行为处理办法实施细则》的所有内容，承诺所提

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与电子版内容完全一致。

二独创性声明

本人声明所提交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研

究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他

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已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。本人完全意识到本声明的法律结果由

本人承担。

三关于论文使用授权的说明

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遵守此规定)

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处理)：

1、保密论文： □本学位论文属于保密，在年解密后适用本授权书。

2、非保密论文：本学位论文不属于保密范围，适用本授权书。

研究生本人签名：签字日期：20 年月

研究生导师签名：签字日期：20 年月

I

磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统设计

摘要

磁耦合谐振式电动汽车无线充电技术是一种新兴的充电技术，利用电磁感应

原理，结合电力电子技术、磁耦合技术以及控制理论实现电能的无线传输。与传

统电动汽车有线充电技术相比，具有安全、便捷、可实现自动化控制等特点。本

文基于双 LCC 补偿网络进行研究，以北汽 EV160 电动汽车为充电对象，搭建实

验平台，采用恒流充电模式，实现大功率传输。主要包括以下内容：

首先，从磁耦合谐振式无线电能传输技术理论出发，包括谐振电路理论、互

感模型以及四种基本谐振电路，重点对比分析四种基本谐振电路优缺点以及适用

场合。

其次，研究了无线电能传输技术中的硬件部分，主要包括有源功率因数校正

电路、全桥逆变电路、磁耦合器设计以及损耗分析。完成有源功率因数校正电路

参数设计，Matlab 仿真研究及硬件电路设计；对于磁耦合器，主要研究了线圈设

计和磁芯选型，完成漏磁场屏蔽与磁耦合器损耗 Ansoft Maxwell 仿真优化设计；

分析整个无线电能传输系统器件损耗、线圈损耗以及磁芯损耗进行分析。

然后，通过对谐振电路对比分析，选择复合型双 LCC 补偿电路作为电动汽

车无线电能传输电路拓扑。利用 Mathcad 软件对双 LCC 谐振补偿电路进行理论

分析，包括输入阻抗频率特性、恒流\恒压特性，运用 Pspice 电路仿真软件进行

仿真验证。

最后，搭建实验平台对系统进行测试。包括磁耦合器水平、垂直、旋转方向

的性能测试；有源功率因数校正电输出电压、纹波电压以及功率因数测试。逆变

电压与电流相位差、线圈电压电流大小。将无线充电模块安装在电动汽车上，替

换原有车载充电机，对动力电池充电，测试原副边正对齐条件下无线电能传输功

率与效率，整机传输效率 87%。

关键字：磁耦合谐振，有源功率因数校正，电动汽车，无线充电

II

Design of the wireless Charging

System for Electric Vehicle With Magnetic

Abstract

The wireless charging technology of magnetic coupled resonant EV is a newly

developing technology. The electromagnetic induction principle is used, which is

combined with power electronics technology, magnetic coupling technology and

control theory to achieve wireless power transmission. Compared with the traditional

cable charging technology, it has the safe, convenient and achieving automatic control

features. This thesis the double LCC compensation network is studied and Beiqi

EV160 is as the charging object. The experimental platform is established and the

constant current charging mode is adopted to realize the high power transmission. The

constants mainly include as the following:

Firstly, the study is from the theory of the magnetic coupled resonant wireless

power transmission technology, including the theory of resonant circuit, mutual

inductance model and four basic resonant circuits. The advantages and disadvantages

of the four basic resonant circuits and their applications are compared and analyzed.

Secondly, the hardware part of wireless power transmission technology is studied,

including active power factor correction circuit, full bridge inverter circuit, magnetic

coupler design and loss analysis. The parameters of active power factor correction

circuit are designed. Matlab simulation and hardware circuit design are completed.

The leakage magnetic field shielding and magnetic coupler loss are calculated by

Ansoft Maxwell simulation optimization design. The entire wireless power

transmission system device loss, coil loss and core loss are analyzed.

Then, through the comparison and analysis of the resonant circuit, the composite

double LCC compensation circuit is selected as the topology of the EV transmission

III

circuit. The double LCC resonant compensation circuit is analyzed theoretically by

Mathcad software, which includes the frequency characteristics of the input

impedance, the characteristics of constant current \ constant voltage. The results is

verified by Pspice.

Finally, the experiment platform is established to test the system. The

performance tastings include the horizontal, vertical, and rotational direction of the

magnetic coupler. The output voltage of the active power factor correction, ripple

voltage, and power factor are tested. The phase difference of the inverter voltage and

current, the voltage and current of the coil are also tested . The module of the wireless

charging is installed on the EV, replacing the original car charger. In alignment of

primary and secondary coils, the wireless power transmission power and efficiency

are tested. The whole transmission efficiency is up to 87%.

Keywords: Magnetic Coupled Resonance, Active power factor correction,

Electric Vehicle, Wireless Charging

IV

目录

摘要 ............................................................................................................................ I

Abstract ........................................................................................................................ II

目录 ........................................................................................................................... IV

第一章绪论 ................................................................................................................. 1

1.1 课题研究背景和意义...................................................................................... 1

1.2 无线电能传输技术实现方式.......................................................................... 2

1.3 电动汽车无线充电研究现状.......................................................................... 5

1.3.1 国外研究现状....................................................................................... 5

1.3.2 国内研究现状....................................................................................... 6

1.4 本文主要研究内容.......................................................................................... 7

1.5 本章小结.......................................................................................................... 8

第二章磁耦合谐振式无线电能传输原理 ................................................................. 9

2.1 电动汽车无线充电系统.................................................................................. 9

2.2 谐振电路........................................................................................................ 10

2.3 互感模型........................................................................................................ 12

2.4 谐振补偿电路................................................................................................ 14

2.5 本章小结........................................................................................................ 17

第三章磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统设计 ............................................... 18

3.1 硬件电路设计............................................................................................... 18

3.2 功率因数校正电路设计................................................................................ 19

3.2.1 功率因数校正技术............................................................................. 19

3.2.2 Boost-APFC 电路参数设计 ............................................................... 20

3.2.3 仿真分析............................................................................................. 22

3.2.4 APFC 电路板设计 .............................................................................. 25

3.3 高频逆变电路设计........................................................................................ 27

3.4 电磁耦合器设计及漏磁场屏蔽.................................................................... 29

V

3.4.1 线圈设计............................................................................................. 29

3.4.2 磁芯选型与漏磁场屏蔽..................................................................... 31

3.4.3 金属材料屏蔽电磁场......................................................................... 34

3.5 电动汽车无线充电系统损耗分析............................................................... 34

3.5.1 器件损耗............................................................................................. 35

3.5.2 线圈损耗............................................................................................. 36

3.5.3 磁芯损耗............................................................................................. 37

3.5.4 电磁耦合器 Maxwell 仿真分析以及优化设计 ................................ 37

3.6 本章小结........................................................................................................ 43

第四章电动汽车无线充电谐振补偿电路特性 ....................................................... 44

4.1 复合型谐振补偿电路.................................................................................... 44

4.2 LCC 与 LCL 谐振补偿电路 ......................................................................... 44

4.3 双 LCC 磁耦合谐振电路特性分析 .............................................................. 45

4.3.1 发射端输入阻抗特性......................................................................... 46

4.3.2 LCC 原边电路恒流/恒压特性 ........................................................... 48

4.3.3 电感之比 λ对系统的影响及选择 ..................................................... 49

4.3.4 LCC 副边电路特性分析 .................................................................... 50

4.4 双 LCC 谐振电路 Pspice 仿真 ..................................................................... 52

4.5 本章小结........................................................................................................ 56

第五章电动汽车无线充电系统特性实验研究 ....................................................... 57

5.1 电磁耦合器特性实验研究............................................................................ 57

5.2 双 LCC 无线电能传输系统实验 .................................................................. 59

5.3 电动汽车无线充电实验................................................................................ 63

5.3.1EV160 参数配置 ................................................................................. 63

5.3.2 充电功率与效率实验......................................................................... 64

5.4 本章小结........................................................................................................ 66

结论 ......................................................................................................................... 67

参考文献 ..................................................................................................................... 69

VI

致谢 ......................................................................................................................... 72

主要研究成果 ............................................................................................................. 73

第一章绪论

1

第一章绪论

1.1 课题研究背景和意义

随着人类社会的发展，人们对能源的需求量不断增加，衣食住行乃至生活中

的方方面面都离不开能源。然而，随着能源的不断开采，煤炭、石油等不可再生

能源逐渐走向枯竭，近年来能源问题越来越受到重视，同时，化石燃料的燃烧导

致环境污染问题日益严重。人们生活水平的不断提高，汽车走进千家万户，目前，

市面上汽车以燃油车为主，尾气排放问题导致温室效应越来越严重，同时石油危

机是我们迟早要面对的。因此，发展新能源汽车在有效缓解能源问题的同时还可

以解决环境污染问题。电动汽车（Electric Vehicle,以下简称 EV）以电能代替石

油燃料，电能的产生除了火力发电以外还有水力发电、风力发电、光伏发电等获

取途径。因此，电动汽车具有清洁、零排放等优点越来越受到推崇。随着电动汽

车的发展，许多问题随之而来，其中就包括充电问题。

目前电动汽车充电方式主要以有线充电为主，有线充电分为慢充和快充，这

两种充电方式的不同点在于交流慢充是将 220V 市电直接接入车载充电机，功率

低，可以进行慢速充电，而快充一般是将 380V 三相电源在通过充电桩转换成直

流电后直接接入汽车充电，理论上可以实现快速充电。相同点在于都使用插入式

充电枪的方法进行充电，这种充电方式存在许多缺点，例如插拔电容易产生火花、

有机械磨损产生、不宜在雨雪天气条件下使用等问题。

无线电能传输技术的出现让电动汽车充电方式有了新的进展，电动汽车采用

无线充电可以有效克服上述缺点。表 1-1 两种充电方式对比。

（a）有线充电（b）无线充电

图 1-1 电动汽车充电方式

厦门理工学院硕士学位论文

2

表 1-1 两种充电方式对比[1]

接触式充电非接触式充电

直接电气相连

恶劣天气不宜使用

需要大面积场地

无电气连接

无环境天气限制

场地无要求

有安全隐患

机械磨损需要维修

人工手动控制

无安全隐患

无需维修

智能化自动控制

电动汽车无线充电分为在线式和定点式。在线式无线充电需要在电动汽车行

驶的道路下方埋设发射装置，汽车可以在行驶过程中实时充电，这样可以减小汽

车动力电池容量，从而减轻汽车重量，提高了能源利用率，同时购车成本也得以

降低。定点式无线充电需要在固定地点安装无线充电发射装置，当汽车需要充电

时，将汽车停靠在发射装置区域，通过安装在底盘的接收装置接收能量，定点式

比在线式无线充电更易于推广。电动汽车无线充电技术比有线充电优势明显，是

未来发展趋势。

1.2 无线电能传输技术实现方式

无线电能传输技术（Wireless Power Transfer ,WPT）也被称作非接触式电能

传输技术（Contactless Power Transmission ,CPT），是一种借助于空间介质（例如

电场，磁场，微波等）将电能由电源端传输到负载端的技术 [2]。无线电能传输

技术与传统有线电能传输相比，解决有线电能传输过程中插拔电产生火花，机械

磨损等问题。

根据无线电能传输原理，主要可分为以下四类：电磁感应式、电场耦合式、

微波辐射式、磁耦合谐振式。

(一)电磁感应式

电磁感应式无线电能传输技术通过是通过发射线圈与接收线圈相互耦合传

输能量。工频交流电经整流、逆变得到高频交流电，高频交流电作用到发射线圈，

产生交变磁场，接收线圈从中产生感应电动势，再通过功率变换电路将电能传送

到负载[3]，如图 1-2 所示。该传输方式传输距离短，随着距离的增加，电能损耗

第一章绪论

3

变得更大。

整流滤波

高频逆变

原边补偿

副边补偿

功率变换电路

用电设备

原边控制

副边控制

无线通信

M原边电路副边电路L1 L2工频

电源

图 1-2 电磁感应式无线充电

(二)电场耦合式

电场耦合式无线电能传输（Electric-field coupled power transfer ,EPT）技术利

用交变电场传输电能，也是通过近场中的电磁波传输能量，与磁场感应式不同的

是将发射与接收线圈换成了金属极板，因此电磁波中近场中的电场占据主导地位。

该传输方式通过利用沿垂直方向耦合两组非对称偶极子而产生的感应电场来传

输电能，具有抗水平错位能力较强的特点。如图 1-3 所示，发射端与接收端均由

金属板构成，组成电容器 C1 和 C2，原副边补偿电路由电感构成，形成谐振电路。

与电磁感应式无线电能传输系统相比，此种方式最大的优点是对电场中的金属不

敏感，交变电场不会在其中产生涡流，因此，金属异物不会影响系统正常工作。

该方法不受发射接受相对位置影响，并适合被安装在各种电子设备中，可以较为

方便的对小功率电子产品进行无线充电[4-5]。

高频逆变

原边补偿

副边补偿

用电设备

原边电路副边电路C1

C2

d直流电源

图 1-3 电场耦合式无线电能传输系统框图

(三)微波辐射式

微波辐射式无线电能传输技术将电能转化为微波信号，通过天线将能量传送

给接收端，这种方式主要利用远场中的电磁波传输能量，因此输送距离远。其能

量载体为微波（频率为 300MHz~300GHz）。

系统原理框图如图 1-4 所示，利用射频放大器等电路将电能转换成微波，然

后由发射天线发射出去，经过长远距离传输后再通过接收天线接收能量，最后经


4

过整流器将能量转换为电能[6]。

利用微波可以较远距离传输电能，但功率较小，范围大致从几微瓦到十几毫

瓦。微波的热效应对人体健康的影响不可忽视，同时，由于微波传播受到介质影

响不能高效穿越障碍物，导致该类能量传输必须在空旷的空间范围进行。微波传

能一般应用于特殊场合，如低轨道军用卫星、天基定向能武器、微波飞机、卫星

太阳能电站等。

整流滤波

DC/RF变换器

用电设备

整流器功率变换电路

发射天线

接收天线

工频电源

图 1-4 微波辐射式无线电能传输原理框图

(四)磁耦合谐振式

磁耦合谐振式无线电能传输技术同样是根据电磁感应原理，不同之处在于磁

耦合谐振式是两个具有相同频率的物体之间能量才可以进行高效传输，不在谐振

频率范围内的物体能量传输效率很低。如图 1-5 所示，发射线圈与接收线圈具有

相同的谐振频率，能量可以高效传输。在中等距离(传输距离一般为传输线圈直

径的几倍)传输时，仍能得到较高的效率和较大的功率，并且电能传输不受空间

非磁性障碍物的影响，与电磁感应式相比具有高效率和更长的传输距离，其对电

磁环境的影响较小，不会像微波传能那样给人体带来危害[7]，且功率较大。因此

得到广泛重视和研究。

高频电能变换系统

能量接收转换系统

负载

图 1-5 磁耦合谐振式无线电能传输框图

第一章绪论

5

1.3 电动汽车无线充电研究现状

目前电动汽车无线充电主要是基于磁耦合谐振式的无线电能传输技术，以下

简要介绍该技术的研究现状。

1.3.1 国外研究现状

新西兰奥克兰大学Boys教授带领的无线电能团队自上世纪90年代便开始研

究电磁感应式非接触能量传输（inductive power transfer ,IPT）技术，并且全面深

入的进行了研究与推广。该团队的 Hub A P 博士在 2001 年完成无线电能传输领

域的第一篇博士论文，深入研究了 IPT 原理、电磁耦合机构设计、功率控制等方

面[8]。在工程应用领域已成功应用于单轨行车、有轨电车以及电动汽车无线充电

等。

美国麻省理工学院Marin Soljacic教授领导的研究团队于 2007年提出了四线

圈结构的磁耦合谐振式无线电能传输技术，实现了在 2m 范围内传输 60W 的功

率装置，效率 40%,如图 1-6 所示[9-11]。美国高通公司在 2015 年国际汽联电动方

程式锦标赛上发布了其 Halo 电动汽车无线充电系统，最大充电功率为 7.2kW，

系统效率在 90%上。为了获得更大的耦合系数，高通 Halo 无线充电系统的发射

线圈采用方形圆角的结构。为了保证充电过程中的安全，高通公司特意为 Halo

系统开发了一套异物侦测和生物体保护系统，并在宝马 i8 汽车上进行了装车实

验。2016 年 6 月，美国汽车工程师学会（Society of Automotive Engineers，简称

SAE ）颁布了电动汽车无线充电标准 SAE J2954 ，规定通用频段为

85kHz(81.39-90kHz)，并且按照功率等级将无线充电分为四个等级：3.7kW(WPT1)、

7.7kW(WPT2)、11kW(WPT3)和 22kW(WPT4)，目标是 2020 年实现无线充电的

大规模商业应用。


6

图 1-6 四线圈结构的磁耦合谐振式无线电能传输技术

日本东京大学的 Takao Someya 教授带领的研究小组利用印刷塑性 MEMS 研

究 IPT 技术。在发射与接收线圈紧密（100μm）贴合的情况下最大传输功率为

40.5W，效率高达 81.4%[12]。日本崇城大学的 Sakamoto H 及 Kumamoto Institute of

Technology 的Harada K教授从上世纪 90年代就开始研究 IPT技术在电动汽车无

线充电方面的应用[13-15]。

韩国科学技术院（Korea Advanced Institute of Science and Technology，KAIST）

In-Soo Suh 教授领导的研发团队致力于 OLEV 的研发[16-18]，OLEV 即 on-Line

Electric Vehicle 的简称，即在线电动车，可以实现动态充电。在公路下方铺设发

射装置，电动汽车可以实现边行驶边充电，降低动力电池容量，减小汽车重量，

提高能源的利用率。截止到 2015 年，韩国计划将再推广 10 辆 OLEV，同时也会

根据实际情况延长道路。目前来看即使对 5-15%的路面改造埋设电缆，工程量仍

1.3.2 国内研究现状

随着国外对 IPT 技术的研究深入，国内越来越多的高校开始研究无线电能传

输技术并取得一定成果。天津工业大学、重庆大学、哈尔滨工业大学、中科院电

工研究所以及清华大学等均在不同应用领域对 IPT 技术进行了深入研究。

天津工业大学杨庆新教授带领的课题组对无线电能传输进行了多方面的研

究。从理论上分析了无线电能传输的条件，研究了系统有效传输距离以及影响系

统传输距离远近的因素[19]。通过引入漏感，研究了系统损耗影响因素，建立了 T

型二端口电路等效模型[20]

第一章绪论

7

重庆大学以孙跃教授为领导的研究团队自 2002 年开始对无线电能传输技术

研究，在其能量传输原理、高频谐振软开关、功率传输稳定性等领域进行了深入

研究[21]。与国内某电网企业合作，联合研发数十千瓦的电动汽车无线充电系统。

可以实现定点式充电以及在线式实时充电[22-23]。在线式无线充电采用多级供电轨

道级联模式，传输距离 40cm，最大输出功率为 30kW，行驶过程中充电效率为

75%~80%[24]。

哈尔滨工业大学以朱春波教授为领导的研发团队从 2007 年开始研究无线电

能传输技术，对磁耦合谐振式无线电能传输系统进行损耗分析以及驱动电路软开

关特性研究[25-27]。在电磁机构设计方面研究了平板线圈结构以及中继线圈结构的

传输特性。对能量和信息在原副边线圈同步传输技术进行了研究[28]。

东南大学黄学良教授带领的研发团队对电动汽车无线充电技术进行了深入

研究，并就其与电网交互技术进行了研究，充分发挥其对电网“削峰填谷”的作

用。研究了能量传输效率与线圈互感系数、谐振频率、线圈内阻等因素的关系[29-31]。

除了高等院校对无线电能传输技术展开了研究外，国内许多企业也对无线电

能传输技术开展了研究。中兴新能源汽车有限公司是国内最早将无线电能传输技

术商业化的企业之一，目前已经成功搭建了九条运行无线充电线路，可以提供

3.3kW~60kW 充电功率，充电效率达到 91%，整体效率不低于 86%。2016 年 3

月在广州国际新能源汽车充电桩博览会上，中惠创智无线供电技术有限公司在国

内首次实车展示新能源汽车无线充电桩。厦门新页科技有限公司自 2014 年开始

致力于无线充电技术的研究，2017 年厦门国际投资贸易洽谈会，成功展示 30kW

电动汽车无线智能快充充电桩。国内无线充电的商业化应用和标准制定也在紧锣

密鼓的推进中，预计 2018 年发布电动汽车无线充电标准，内容将包括系统效率、

工作频段、工作气隙、原边设备、副边设备、系统功能、通信要求、防护要求以

及测试要求等。

1.4 本文主要研究内容

本文主要研究磁耦合谐振式无线电能传输技术在电动汽车上的应用，包括无

线电能传输系统的理论研究、仿真分析以及实验验证，主要包括以下几部分内容。

一、硬件部分包括有源功率因数校正电路仿真与设计、高频逆变电路选型与


8

设计、电磁耦合器的设计与制作。

二、通过对电磁耦合器在 Ansoft Maxwell 软件中建模仿真然后进行实验验证，

研究电磁耦合器的偏移性能、优化降低磁耦合器损耗以及漏磁场屏蔽。

三、对双 LCC 谐振补偿电路进行理论分析，包括输入阻抗特性、恒流/恒压

特性，然后在 Pspice 软件中进行电路仿真验证，最后对系统进行实验研究，最

终测试系统在汽车上的充电功率与效率。

1.5 本章小结

本章主要介绍了电动汽车发展背景并且将有线充电与无线充电优缺点进行

对比分析。对四种无线充电技术进行了介绍，然后对电动汽车无线充电国内外发

展现状进行了阐述，并且提出本文主要研究内容。

第二章磁耦合谐振式无线电能传输原理

9


本章将对电动汽车无线充电原理进行分析，包括谐振电路与互感模型等，为

了降低谐振网络中的无功功率，提高电能传输效率，本章还重点研究了四种基本

补偿电路特点及其适用场合。

2.1 电动汽车无线充电系统

磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统主要包括发射端电能变换装置、磁耦合

机构以及接收端电能变换装置。其中电磁耦合机构主要包括发射线圈与接收线圈。

如图 2-1 所示。

信号控制电路

车载电池箱/BMS系统

整流滤波

二次侧补偿电路

一次侧补偿电路

高频逆变

整流滤波

信号控制电路

二次绕组

一次绕组（地盘）

（底盘）

电动汽车侧接收端

电源侧发射端

空气气隙

电网

图 2-1 电动汽车无线充电系统框图

电动汽车无线充电磁耦合机构中发射线圈安装在地面，接收线圈安装于汽车

底盘，两者垂直距离在 20cm 左右。

电能通过无线传输方式从电网传输到车载储能装置需要经过三个变换过程

(1) 整流滤波-高频逆变。电网提供工频电能经过整流、滤波、升压，然后再

经过高频逆变电路将电能转换为高频交流电源输送到电磁耦合机构发射线圈。

(2) 谐振补偿网络。高频交流电经过一次侧补偿网络将能量传输到发射线圈，

发射线圈在周围产生高频交变磁场，接收线圈通过磁场耦合感应出电能。


10

(3) 整流滤波。接收线圈将感应出的高频交流电首先经过二次补偿网络，再

经过整流、滤波、稳压得到稳定直流电输送到车载充电装置对电动汽车进行充电。

其中磁耦合机构与传统变压器原理十分相似，都是根据电磁感应进行能量传

输，区别在于磁耦合机构属于松耦合变压器，耦合系数较低，一般在 0.5 以下。

发射线圈与接收线圈距离较远，因此能量在传输过程中会有一定损失。

2.2 谐振电路

谐振电路分为 RLC 串联谐振和 RLC 并联谐振，R 为谐振电感内阻，电容 C

的内阻较小忽略不计，电感内阻较大对谐振系统带来一定影响。

（一）RLC 串联谐振

RLC 串联谐振电路如图 2-2 所示。

j L1

j C

LR

LUsU

+

-

CU

+-

RU+ -

+

-

sI

图 2-2 RLC 串联谐振示意图

RLC 谐振电路阻抗为公式(2-1)：

1s LZ R j L

j C

(2-1)

RLC 电路 KVL 方程为公式(2-2)：

1s L sU R j L I

j C

(2-2)

当 sU 和 sI 同相位时，电路发生谐振，如公式(2-3)：

1

0LC

(2-3)

此时角频率1

sLC

,电路阻抗最小，Z=RL,电路中感抗与容抗相互抵消。


11

品质因数 Q为公式(2-4）：

1 1s

L s L L

L LQ

R CR R C

(2-4)

串联谐振电路中电感两端电压与电容电压有效值相等，公式(2-5)：

L C SU U QU (2-5)

串联谐振电路中电压源恒定，电感电压与电容电压较高，对器件耐压要求比

较高，适用于恒压源谐振网络中。

（二）RLC 并联谐振电路

并联谐振电路如图 2-3 所示。

1

j C

LU

+

-

cI+

-

CU

R LI

pU

pI

+

-

-

j L

图 2-3 RLC 并联谐振示意图

谐振电路中的阻抗公式(2-6)：

1( )

1

L

p

L

R j Lj C

Z

R j Lj C

(2-6)

谐振电路的 KVL 方程为公式(2-7)：

2 2 2

2 2 2 2 2

( )

(1 )

L Lp p p p

L

R j L R C L CU Z I I

LC R C

(2-7)

电路发生谐振时阻抗虚部为公式(2-8)：

2 2 2( ) 0m p LI Z L R C L C

(2-8)

对于方程 2 2 2 0L

L R C L C ，当L

R L C 时，方程无解，系统为非谐

振状态。当L

R L C 时，方程有解。

此时谐振角频率为公式(2-9)：


12

2 21 11L L

p

R R C

LC L LC L

(2-9)

在 RLC 并联谐振电路中，谐振角频率除了与电感、电容有关外，还与电感

内阻大小有关，并且要保证负载 /LR L C 。

2.3 互感模型

根据松耦合变压器互感模型对电磁耦合器建模分析[32]。典型的松耦合变压

器模型如图 2-4 所示,一次绕组和二次绕组分别绕制在 U 型磁芯上，流经一次绕

组和二次绕组电流分别为 i1 和 i2，一次绕组和二次绕组电压分别为 u1 和 u2。

Ø11 和 Ø12 分别为电流 i1 和 i2 所产生交链磁通，ØL1 和 ØL2 分别为 i1 和 i2 所产

生漏磁通，Øm 为一、二次绕组闭合磁路所产生互感磁通，则 i1 和 i2 产生的总磁

通为公式(2-10)与公式(2-11)：

1 11 1= L (2-10)

2 22 2= L (2-11)

一次绕组与二次绕组相交链的总磁通为公式(2-12):

1 1 22= (2-12)

2 2 11= (2-13)

根据磁路定律可得公式(2-14)与(2-15)：

1 22 1 1 22

1 1 1

11 22 2 1

1 1 1 =

L

mL

m s

d du N N

dt dt

d did diN N L L

dt dt dt dt

(2-14)

2 11 22 2 22

2 2 2

11 22 2 2 2

2 2 2

1

=

L

mL

m s

d du N N

dt dt

d did N diN N L L

dt dt N dt dt

(2-15)

式中：Lm 和 im 分别表示励磁电感和励磁电流 Lm=N1Φ11/i1=N2Φ22/i2，

im=i0=i1i2N2/N1;Ls1 和 Ls2分别表示一次及二次漏电感, Ls1=N1ΦL1/i1, Ls2=N2ΦL2/i2。


13

对松耦合变压器二次侧电路进行等效代换，即令

' 2

2 2

1

' 1

2 2

2

2

' 1

2 2

2

s s

Ni i

N

Nu u

N

NL L

N

(2-16)

可得二次侧绕组电压的归算方程为公式(2-17)：

2

'

' ' 2

2 s

m

m

di diu L L

dt dt

(2-17)

由公式(2-16)和公式(2-17)得到如图 2-5(a)所示漏感等效模型。由于一次绕组

和二次绕组之间存在漏感，因此，松耦合变压器一次、二次电压不再具有线性关

系。将松耦合变压器漏感等效电路模型看作 T 型等效电路[33]，如图 2-5(b)所示。

令 M 为一次侧与二次侧之间的互感，则有公式(2-18):

2 11 2 22 2

1 2 1

m

N N NM L

i i N

(2-18)

则

1 22 1 21 1 1=

d di diu N L M

dt dt dt

(2-19)

2 11 2 12 2 2

d di diu N L M

dt dt dt

(2-20)

式中，L1=N1Φ1/i1，L2=N2Φ2/i2 分别表示松耦合变压器一、二次绕组自感。漏

感等效电路图中 Ls1=L1-Lm , Ls2=L2-Lm。通常定义耦合系数 k 来表示一、二次绕组

电磁耦合松紧程度,即表示两个线圈自感磁通链与互感磁通链的比值,即

12 21

11 22

k

(2-21)

ψ11 和 ψ21 分别表示一次侧电流所产生的一次侧交链与二次绕组交链的互感

磁链；ψ22 和 ψ12 分别表示二次侧电流所产生的二次侧交链与一次侧绕组交链的

互感磁链，因此可得耦合系数 k 为公式(2-22):


14

1 2

Mk

L L

(2-22)

m

11 221L

1u 2u

1i

+

-

+

-2L

2i

图 2-4 松耦合变压器示意图

M

1L2L 2u

1i 2i

mi+

-

+

-

1u 2u

1sL2sL

mL

+

-

+

-

1i 2i

mi

（a）漏感等效电路模型 (b)互感电路模型

图 2-5 松耦合变压器模型

2.4 谐振补偿电路

磁耦合谐振式无线电能传输系统中原、副边线圈处于松耦合状态，气隙大，

漏磁严重，增加了系统无功功率，降低了系统能量传输能力以及传输效率[34]。

谐振补偿技术可以有效补偿电能传输网络中的无功功率，降低电源电压、电流应

力，减少系统中无功功率。因此，为了提高磁耦合谐振系统能量传输能力以及传

输效率，需要分别对系统原边和副边电感进行补偿。基本谐振补偿电路分为串串

补偿（Series-Series, SS）、串并补偿（Series-Parallel, SP）、并并补偿（Parallel-Parallel,

PP）和串并补偿（Series-Parallel, SP）。

图 2-7 中，CP、LP 分别为原边补偿电容、线圈电感；Cs、Ls 分别为副边线圈

电容、电感；M 为原副边互感值；Rs、RP 分别为原副边线圈内阻。SS,SP 属于

电压型系统，PS、PP 属于电流型系统[36]。


15

M

PC

LR

sR sC

sLpL

PR

1V

M

PC

LR

sR

sCsLpL

PR

1V

SS 型 SP 型

(a)电压型

M

LR

sR sC

sLpL

PR

PC1I

M

LR

sR

sCsLpL

PR

PC1I

PS 型 PP 型

(b)电流型

图 2-7 无线电能传输四种基本补偿拓扑

在采用基本补偿拓扑的无线电能传输系统中，只有当原、副边补偿电容与发

射端或者接收端电感同时满足表 2-1 所示关系时，系统工作在谐振状态。

表 2-1 系统工作在完全谐振条件下原边补偿电容[37]

拓扑原边副边

SS 型 2

1

P

o P

CL

2 1s sC L

PS 型 2 2

1

/P

o P s

CL M L

SP 型 2 2 2 2 2( / )

P

P

o L o P

LC

M R L

PP 型

2

2 22 2 2 2

/

/ /

P s

P

L s o P s

L M LC

M R L L M L

注：R 为系统等效负载；ω为系统工作角频率；ω=2πf , f 为激励源频率。

假设无线电能传输系统中原、副边电感电容完全满足表 2-1 所示，可将副边

阻抗等效到原边侧，则可以得到无线电能传输基本拓扑补偿等效电路图，如图


16

2-8 所示

pi t

Re rZ

Im rZ

cpu t

dV

pC pL

pi t

cpu t

Re rZ

Im rZdV pC

pL

图 2-8 基本补偿拓扑等效负载示意图

图 2-8 中,ip(t)为流过原边线圈的瞬时电流值；ucp(t)为原边补偿电容 Cp 两端

电压瞬时值；Zr 为副边反射到原边阻抗。

表 2-2 采用四种基本补偿拓扑系统输入与输出功率[39]

拓扑输入功率输出功率并联补偿

SS 型

2

Re

din

r

UP

Z

2

out ss s LP I R

SP 型 2

outout sp

L

UP

R

PS 型 2 Re( )in p rP I Z

2

outout ps

L

UP

R

PP 型 2

out pp out LP I R

根据能量守恒定律，忽略线圈内阻，假设原副边补偿输入输出功率相等。将

表 2-1 中补偿电容公式代入表 2-2 中功率计算公式，可得公式(2-23)与公式(2-24)

22

2 2

2 2

2

2

( )

, ( )

in ins L s

L

in out in

L L out s

s

U UI R I SS

M M

R

U U U MSP

R R U L

L

，

(2-23)


17

22 22

22 2

2

, ( )

, ( )

outP out P

L L

L PP out L out

s s

UMI U MI PS

R R

M R I MI I R I PP

L L

(2-24)

由公式(2-23)电压型无线电能传输系统输出特性公式可知，系统在谐状态下，

式中 M, Ls ,Uin 与 ω为定值，当系统输入电压一定时，SS 型补偿网络输出电流恒

定，因此，SS 型适用于恒流输出场合。SP 型输出电压恒定，适用于恒压输出场

合。

根据公式(2-24)可知，当系统工作在谐振条件下时，M, Ls 为定值，但是电流

型拓扑谐振频率随负载发生变化。对于 PS 型拓扑，输出电压与频率以及原边线

圈电流有关，对于 PP 型，输出电流与原边线圈电流成正比。电流型补偿原边电

流基本恒定，输入电压随负载发生变化，系统谐振频率与负载有关且电流源容量

较小，因此适用于小功率、定负载场合。

2.5 本章小结

本章首先阐述了磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统的构成以及工作过程。

然后对无线电能传输技术涉及到的理论知识进行研究。分别分析了谐振电路理论、

互感模型以及谐振补偿电路。并对基本谐振补偿电路的优缺点以及适用场合进行

对比研究。


18

第三章磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统设计

电动汽车无线充电系统主要由功率因数校正电路、逆变电路、电磁耦合器、

整流电路构成。电磁耦合器原理类似于传统变压器，但是原边与副边是分离的，

并且气隙较大，处于松耦合状态。本章将重点研究功率因数校正电路、电磁耦合

器设计及其损耗分析。

3.1 硬件电路设计

电动汽车无线充电原理图如图 3-1 所示，电能经电网接入后先经整流升压电

路，得到直流电,然后将直流电逆变为高频交流电，再经双 LCC 谐振补偿网络将

能量传输到副边电路，最后经整流电路给电动汽车动力电池充电。在 AC/DC 的

过程中会导致电网产生谐波电流，对电网造成污染，导致功率因数降低。功率因

数校正电路可以保证电流相位跟踪电压相位，提高功率因数。电动汽车无线充电

系统设计指标如表 3-1 所示。

表 3-1 电动汽车无线充电系统设计指标

类别指标

容量等级

输入电压范围

输入电流范围

APFC 输出电压

3.7kVA

单相 220±15%VAC

0~19.7A

400VDC

APFC 纹波电压 <5%

APFC 开关管频率 45kHz

APFC 效率 >98%

APFC 最大输出功率

谐振频率

4kW

50kHz

最大输出电流

最大输出电压

9A

370V

最大输出功率 3.3kW


19

220VAC

50Hz

电池

整流升压电路高频逆变电路双LCC谐振网络整流滤波电路

空气

气隙

1Z2Z

3Z4Z

1L

1C

1sC

PL sL

2sCPI

sI

2L

2CT3C 4C

1VD

3L

3LI

2VD

5C

图 3-1 电动汽车无线充电系统原理图

根据现有文献可知，频率越高传输距离越远，同时损耗也将随之增大。美标

SAE J2954 中规定 3.7kW 电动汽车无线充电谐振频率为 85kHz，最大传输距离

290mm，本设计主要针对北汽 EV160，实际传输距离小于或等于 200mm，因此

频率选择 50kHz，保证传输距离的同时降低了磁耦合器损耗。

3.2 功率因数校正电路设计

3.2.1 功率因数校正技术

（一）功率因数定义

根据电工学的基本理论，功率因数 PF(Power Factor)可以定义为有功功率 P

与视在功率 S 的比值，用公式(3-1)表示为[40]：

1 1 1 1 11

1

cos coscos

R R

U I IPPF

S U I I (3-1)

式中：

I1 为输入电流基波有效值；IR 为电网电流有效值， 2 2 2

1 2R NI I I K ，

其中 I1、I2…KN为各次谐波有效值；U1 为输入电压基波有效值；γ为输入电流畸

变因数；γ=I1/IR；cosφ1 为基波电压与基波电流之间的相移因数。

有源功率因数校正（Active Power Factor Correction ,APFC）电路在整流桥和

输入滤波电容之间增加功率变换器，具有功率因数高、体积小、重量轻等特点。

（二）功率因数校正原理

如图 3-2 所示，市电经整流升压，输出的直流电压 V0 与基准电压 V0*共同输

入到 PI 型电压误差放大器 VAR 中，VAR 输出直流量 m，当 V0 大于基准电压 V0*


20

时，即 V0 > V0*，m 值减小；当 V0<V0

*时，m 值变大，当 V0=V0*时，m 值保持不

变。将整流桥输出电压 Vdc（Vdc=|Vs|）与 VAR 输出信号 m 一起加到乘法器输入

端，令 mVdc=ir，ir 为电感电流 iL 的基准值，即 ir=mVdc=m|Vs|，因此 ir 与|Vs|为同

相位正弦波，V0 与 V0*的误差将决定 ir 的大小，将 ir 与 iL 共同输入到 PI 型电流误

差放大器中，输出电压 Vr 为开关管 T 驱动电压，Vr 与恒频三角波 V△共同输入到

比较器 C 中，输出 VG为开关管 T 的驱动信号，VG通过驱动器放大后驱动开关管

T 工作。当 iL<ir 时，电流误差放大器输出 Vr 将变大，脉冲输出信号 VG变宽，开

关管导通时间 ton 变长，当 iL=|is|上升到大于 ir 数值之后 CAR 输出开始减小,使

|is|=iL下降，VG控制占空比（ton/Ts）,使输入电流 is 与输入电压 Vs波形同相位，

功率因数近似为 1，同时 Boost 型功率因数校正电路中的电压闭环控制环节还可

以保证输出电压 V0 恒定为 V0*[41-42]。

-

+

-

++

驱动器

乘法器

-

+

-

VAR

C

CAR

sv

si

dc sv vLi

ri

D

Di

ov

*

oV

oV

Gv

v

r si K v

L si i

m

sv

rv

L

T

m

图 3-2 功率因数校正原理图

sT

ont

vrv

图 3-3 驱动信号生成

3.2.2 Boost-APFC 电路参数设计

（一）整流桥选型

max1.25 2BRU U (3-2)


21

1.25 2 270 477.3BRU V (3-3)

min

22cos

ORMS

PI A

U

(3-4)

0.65 14.3d RMSI I A (3-5)

公式(3-5)中：

UBR 为反向击穿电压；

Umax 为最大输入电压；

IRMS 为输入电流有效值；

cosφ为功率因数；

Id 为平均整流电流；

整流桥选择 GBJ3508，反向最大击穿电压 800V,平均整流电流 35A,设计留

有一定安全裕量。

（二）升压电感 L

先计算最小占空比，由公式(3-6)可得

_2 sin(2 ) 2 190 11 0.31

390

IN MIN Line

MIN

O

V f tD

V

(3-6)

根据公式(3-7)定义电感最大峰值电流：

_

2 2 400030.4

0.98 190

OPK

IN MIN

PI A

V

(3-7)

根据公式(3-8)计算最小电感值：

_

3

2 2 190 0.31= =152

0.4 30.4 0.4 45 10

IN MIN MIN

MIN

PK SW

V DL H

I f

(3-8)

公式(3-8)中：

IPK 为峰值电流；

VIN_MIN 为输入最小电压；

LMIN 为最小电感值；

fLINE 为输入电源频率；

本次设计电感大小选择 180μH。


22

(三)输出电容

根据公式(3-9)计算输出电容

0

0 0

4000=1873

2 390 17 2 50

LOAD

LINE

PC F

V V f

(3-9)

公式(3-9)中：

△V0 为输出峰-峰值电压纹波；

fLINE 为输入电源频率；

PLOAD 为输出负载功率；

电容选择三个 680μF的电解电容并联在电路中。

（四）开关管和快速恢复二极管

最高输出升压电压 425V，同时也是 PFC 控制器关断输出过压设定值，当输

出电压高于 425V 时，PFC 控制器 UCC28180 会产生自保护停止工作，考虑到电

压降额 30%，因此本设计所选 MOSFET 直流电压值必须高于 550V。二极管额定

电流必须大于电感电流最大值，流过电感最大电流 26.6A,MOSFET 选择耐压

600V 的，二极管按照流过电流的 1.5 倍安全裕量，选择 40A 的。

（五）控制芯片选型

UCC28180 是一款高性能控制芯片，采用 CCM 模式，8 个引脚，输出频率

可以通过编程控制的 PFC 控制器。控制器频率可以设定并且范围较宽，为高频

设计提供灵活性以便灵活选用组件。采用两个控制回路，内部电压误差放大器和

5V 基准电压比较,控制输出电压，通过 VCOMP 引脚进行外部环路补偿。内部电

流环控制电流相位与电压相位一致。

3.2.3 仿真分析

在 Mat lab/Simulink 中搭建 Boost 型 APFC 电路，如图 3-4 所示，图中上半

部分为 Boost 升压主电路，下半部分为控制电路。输入交流 220V /50Hz，开关频

率 45kHz，电感 L 为 180μH，电容 C 为 2040μF。


23

图 3-4 Boost-APFC 仿真模型

当未加入功率因数校正时，输入电压电流波形如图 3-5、3-6 所示,图 3-7 为

THD 波形,谐波失真 THD=42.49%较为严重。从波形可以得出，输入交流 220V

市电，输入电压为正弦波，输入电流波形发生严重畸变，呈现尖峰状非正弦比，

同时产生大量谐波，导致无功功率增大，降低了功率因数。

图 3-5 未加入功率因数校正时输入电压电流波形

图 3-6 未加入功率因数校正时输入电流波形

0.3 0.32 0.34 0.36 0.38 0.4 0.42 0.44 0.46 0.48 0.5-400

-200

0

200

400

Time(s)

U(V

) I(

A)

0.3 0.32 0.34 0.36 0.38 0.4 0.42 0.44 0.46 0.48 0.5-30

-20

-10

0

10

20

30

t(s)

I(A

)


24

图 3-7 未加入功率因数校正电路时的 THD

加入功率因数校正环节后，如图 3-8、3-9 所示，输入电流波形呈正弦波，

相位基本完全跟踪电压波形，功率因数 0.999。

图 3-8 加入功率因数校正环节后输入电压电流波形

图 3-9 加入功率因数校正环节输入电流波形

图 3-9 为 APFC 输出电压，从波形可以看出输出电压在 400V 附近波动，纹

波电压 2.5%，属于可接受范围之内。

0.4 0.405 0.41 0.415 0.42 0.425 0.43 0.435

-40

-20

0

20

40

FFT window: 2 of 25 cycles of selected signal

Time (s)

0 100 200 400 600 800 1,0000

10

20

30

40

50

Frequency (Hz)

Fundamental (50Hz) = 35.39 , THD= 42.49%

Mag (

% o

f F

undam

enta

l)

0.3 0.32 0.34 0.36 0.38 0.4 0.42 0.44 0.46 0.48 0.5-400

-200

0

200

400

Time(s)

U(V

) I(

A)

0.3 0.32 0.34 0.36 0.38 0.4 0.42 0.44 0.46 0.48 0.5-30

-20

-10

0

10

20

30

Time(s)

I(A

)


25

图 3-10 输出直流电压

加入功率因数校正电路后输入电流 THD=4.52%，谐波以三次谐波为主，如

图 3-11 所示。

图 3-11 加入功率因数校正电路输入电流 THD

加入功率因数校正环节之后输入电流相位几乎完全跟踪输入电压相位，功率

因数 0.999，输出直流电压 400V，纹波电压 2.5%，THD 为 4.52%，满足设计要

求。功率因数校正电路提高了功率因数，有效抑制谐波的产生。

3.2.4 APFC 电路板设计

有源功率因数校正电路板主要由保护电路、EMI 电路、Boost 升压电路、控

制电路构成。

（一）输入保护电路与 EMI 电路

如图 3-12 所示，市电输入，电源线分为火线 L、零线 N 以及地线 E。F1 为

保险丝，主要做过流保护。RV1 为压敏电阻，阻值随端电压变化而变化，起到吸

收浪涌电压和防雷电保护作用。R2 为 PTC,阻值随温度升高而增大，在电路通断

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5-100

0

100

200

300

400

500

t(s)

U(V

)

0 100 200 400 600 800 10000

10

20

30

40

50

Frequency (Hz)

Fundamental (50Hz) = 21.12 , THD= 4.52%

Ma

g (

% o

f F

un

da

me

nta

l)


26

瞬间起限流保护作用。

C1、C2、C22 为跨接在两条电源线之间的 X 电容，目的是抑制串模干扰。

C8、C9、C6、C7、C26、C23 为连接在电源线与地之间 Y 电容，作用为抑制共

模干扰。L2 和 L3 为抑制共模干扰电感。

图 3-12 APFC 输入侧保护电路原理图

图 3-13 为 Boost 升压电路,两个开关管并联是为了流过更大电流，R4、R5、

R45 为电流采样电阻，将所得量提供给控制芯片，R6、R7、R8 为分压电阻，将

所得电压输入到控制芯片。

图 3-13 APFC 主电路

图 3-14 为控制电路，其中 UCC28180 为控制芯片，UCC27531 为驱动芯片。

调节 FREQ 引脚电阻 R12 可以设定开关频率，本设计开关频率为 45kHz。VSENSE

为经分压电阻分压所得输出端反馈电压，C11 将该引脚接入地滤除噪音，控制芯

片内部含有 5V 基准电压，当 VSENSE 超过参考电压 109%时，芯片产生过压保

护，门极 GATE 禁止输出，直到采样电压低于 102%时才开始工作。RTN 将采样

所得电感电流送入引脚 ISENSE。门极将控制信号传送到驱动芯片，驱动MOSFET

工作。虽然 UCC28180 可以直接驱动 MOSFET，但是使用高速栅极驱动器可以


27

有效降低损耗。

图 3-14 控制电路

3.3 高频逆变电路设计

磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统中，发射端接入交流电经 APFC 电路后

输出稳定直流电。为了实现将原边电路能量高效率传输到副边电路，需要经过高

频逆变和电磁波能量转换。根据直流源不同逆变电路可以分为电压源逆变器

（Voltage Source Inverter，VSI）和电流源逆变器（Current Source Inverter，CSI）。

前者采用电容储能，电压脉动以及阻抗均小，后者采用电感储能，电源电流脉动

小，阻抗大。

如图 3-15（a）所示，全桥逆变电路由 Z1、Z2、Z3、Z4 四个开关管构成，

VD1、VD2、VD3、VD4 为其对应续流二极管。Lp ,Cp 构成谐振网络，Z1、Z4 和

Z2、Z3 两两交替导通，当 Z1、Z4 同时导通时电路输出为正；当 Z2、Z3 同时导

通时电路输出为负，为了避免在 Z1、Z4 关断与 Z2、Z3 导通期间有可能出现的

上下直接导通现象，必须在开关管控制电路上设置一定的死区时间。另外，一般

情况下，开关管的工作频率比期望值要高，负载电路电流相位略滞后于电压相位，

因此，全桥逆变电路对外往往表现为感性。全桥逆变电路开关管承受电压小、输

出功率大，易实现软开关，但是全桥逆变电路所需器件多，控制方式以及驱动电

路较复杂，逆变时损耗较大，桥臂容易出现直通现象，适用于大功率场合。

如图 3-15（b）所示，半桥逆变电路相对全桥逆变开关管数量减半，驱动方

式简单，但是存在功率器件承受电压较大的缺点，输出电压只有输入时的一半，

损耗也较大，因此，半桥逆变电路在中小功率中广泛应用。

如图 3-15（c）所示，能量注入式变换器原理图，理想无损情况下，电网络

可以在既定能量水平实现恒流或者恒压幅值的自由振荡，实际电路中因损耗原因


28

无法实现持续振荡下去，如果损耗可以得到补给，则可以使系统振荡维持下去，

能量利用率高，适用于小功率场合。

如图 3-15（d）自激振荡式变换器原理图所示，该电路由于不需要外部提供

控制信号因此控制电路比较简单，提高了系统效率。在小功率系统中被广泛使用。

主要由电感 L2、L3 构成的相分变压器，开关管 Z1、Z2 以及谐振网络组成。电感

LP 以及电容 Cp 构成并联谐振网络。当直流电感 L1 感量足够大的时候，直流电压

源 DC 可以近似产生一个电流源。相分变压器可以将直流电流分散流入谐振网络

两侧。与全桥逆变电路相比，该推拉式拓扑结构简化了驱动电路结构，并且谐振

输出电压得到倍增[43]。

Ud C

Z1

Z3

Z2VD1 VD2

VD4VD3

CpLp

Z4

ou

DC

Z1

Z2

VD1

VD2

Cp Lp

L1

C1

C2

（a）全桥逆变拓扑 (b) 半桥逆变拓扑

DC

Z1

Z2

Cp Rp

Lp

DC

L1

L2 L3

Z1 Z2

Cp

RpLp

A BR2 R1

D1 D2

(c) 能量注入式变换器 (d) 自激振荡式变换器

图 3-15 逆变电路拓扑结构

大功率无线电能传输系统中高频逆变电路一般选用电压型全桥逆变结构。全

桥逆变电路开关管电压不高，输出功率大，容易实现软开关控制，符合电动汽车

无线充电系统要求，因此本系统选取电压型全桥逆变拓扑电路。

电动汽车无线电能传输系统工作频率 50kHz,综合考虑成本以及控制因素，

选取场效应管更适合。MOSFET 的具体型号需要根据实际电路参数确定。实际

电路中母线直流电压400V，最大电流30A。最后选取 Infineon公司的 IPW60R0P6，

漏源极额定电压 650V，漏源极内阻 70mΩ，单管额定电流 156A，满足设计要求。


29

3.4 电磁耦合器设计及漏磁场屏蔽

无线电能传输技术中电磁耦合器是连接原副边线路的“桥梁”。主要由初级

发射线圈、次级拾取线圈以及磁芯组成。初级线圈是高频电流的载体，在高频交

流电的作用下，初级线圈在其自身及周围产生高频交变磁场，向次级拾取机构发

射能量。次级拾取线圈主要作用是“收集能量”，利用电磁感应原理，从高频交

变磁场中感应出电能，然后传输给电能变换器，与传统变压器原理类似。

电磁耦合器原边与副边是分离的，并且气隙较大，处于松耦合状态。磁动势

有一部分消耗在空气中，导致电磁耦合器漏磁较大，耦合系数较低。因此，无线

电能传输中电磁耦合器的设计在整个系统中地位很重要。

3.4.1 线圈设计

电磁耦合器中发射线圈与接收线圈属于松耦合形式，选择合理的线圈形式有

利于提高耦合程度从而提高传输效率。常用的耦合线圈有圆形、方形以及异形等。

绕线方式主要采用平面螺旋以及柱状式绕制。圆形线圈轴向距离变化时耦合系数

变化较平稳；方形线圈水平侧移时耦合系数变化平稳性较好；异形线圈具有在不

同方位不同角度的优越性能，但是制作过程复杂，实现难度大。

电动汽车无线充电系统电磁耦合器选取方形平面螺旋形结构，如图 3-16 所

示，这样的优点是不占用能量传输方向距离，占用空间小，安装方便并且与接收

端相对面积较大，方便充电时对正位置。

图 3-16 方形线圈示意图

在高频电路中，随着频率的不断提高，导线中流过高频电流时会产生严重的

集肤效应，加上寄生电感、电容等参数的影响，将导致电路性能下降损耗增加。

在无线电能传输系统中，系统谐振频率一般在 10kHz 以上，传输效率随频率增

高而增大，但是随着频率的提高，导线的集肤效应越来越明显，导线的有效截面


30

积越来越小，导致导线实际交流阻抗逐渐增大，同时也会造成导线发热问题越来

越严重。因此，实际系统中集肤效应不可忽略，研究集肤效应对于提高系统传输

效率具有重要意义。

集肤效应可以通过穿越深度 D 表示，高频集肤电流沿着导线表面穿越到圆

心的径向深度可由公式(3-10)表示为：

2D

(3-10)

式中：

ω：角频率

μ：铜线的导磁率

γ：铜线的电导率

由此可见，高频电流的穿越深度随着不同频率、铜导线磁导率以及电导率发

生变化。

为了降低集肤效应对系统传输效率的影响，在选取线圈导线时应将高频条件

下导线阻抗增大的因素考虑进去。研究发现，大直径的铜导线因交流电阻引起的

损耗比小直径铜导线要大。实际应用中，往往使用截面积之和等于单根铜导线直

径的多股绞线并联。据此原理，线圈导线选择利兹线。如图 3-17 所示，该导线

由 Ns 根细导线组成，D1 是单根导线直径，D2是利兹线直径。

利兹线高频条件下其交流内阻随频率变换关系如公式（3-11）所示[45]

42

11

2

1 20.1044

sac dc

D fN DR R

D

(3-11)

Rdc 为直流内阻，当利兹线工作在高频条件下时，其交流内阻随着频率的增

加呈指数增加。在电动汽车无线充电系统中，谐振频率高、线圈面积大，匝数多，

导线交流阻抗大，因此，集肤效应对传输效率将造成影响。


31

D1D2

(a)利兹线截面示意图（b）利兹线实物图

图 3-17 利兹线示意图

3.4.2 磁芯选型与漏磁场屏蔽

漏磁指磁源经过特定磁路漏出到空气中的磁场能量，对外呈现出开环辐射状

态。无线电能传输系统中发射端与接收端气隙较大，空气中必然存在较大漏磁，

导致耦合程度降低。漏磁越严重，一方面电能传输能力越差，传输效率越低，另

外一方面由涡流损耗引起的温升问题和电磁辐射对人体以及周围环境带来影响，

存在一定的安全隐患。因此，应尽量减少漏磁的产生。通过对原、副线圈增加电

磁屏蔽材料以衰减电磁波，减少漏磁，降低漏感引起的附加损耗和局部发热，提

高线圈耦合程度，提升能量传输能力以及传输效率。电磁屏蔽层材料一般选取磁

芯材料或者金属材料。

在无线电能传输系统中，由于磁路机构是松耦合变压器，原、副边漏磁比较

大，耦合系数较低，在线圈中加入磁芯可以有效减少漏磁，提高原副边耦合程度。

在实际应用中为了便于安装以及降低成本，无线电能传输系统中应用到的磁芯应

该向“短、小、轻、薄”的方向发展。在磁芯密度一定的情况下，如果磁耦合机

构中的线圈达到相同的电感值和互感值，增加磁芯体积意味着线圈匝数可以相应

减少，这样就可以相应减少铜导线损耗；如果线圈匝数保持不变的情况下，增加

磁芯体积将导致磁密降低，这样会导致磁芯损耗增加。磁芯的选择将影响整个磁

耦合机构的参数。因此，在磁耦合机构体积要求一定的情况下，磁芯和铜导线匝

数之间存在一个最优比选择。

选择磁芯材料时，居里温度要求比较高，这样磁芯可以在较宽的温度范围内

工作，选择电阻率大的磁芯可以抑制磁芯在高频情况下的涡流损耗，实际系统中

选取磁芯遵循以下原则[47]：


32

（1）高磁导率 μ。（2）较小的矫顽力 Hc 的磁滞回线。（3）电阻率 ρ要高。

（4）高饱和磁感应强度 Bs。

常用磁芯可以分为金属铁芯、铁粉磁芯以及铁氧体三大类，其对应性能参数

如表 3-2 所示。

表 3-2 磁芯基本特性参数

名称材料磁导率 μ/H﹒m-1

饱和磁感应强度

Bs/T

最大工作率

fmax/kHz

非晶合金 Fe(Ni ,Co) 约 100000 15000 约 1000

薄硅钢片 Di-Fe 约 20000 7500 约 30

坡莫合金 Ni-Fe 约 20000 7800 约 30

铁氧体 Mn ,Zn ,Fe 1000~18000 约 5000 约 1000

磁芯选择需要综合考虑磁导率大小、磁芯损耗、温度特性、磁导率与磁感应

强度等因素。表 3-3 为各种磁芯性能特性比较。综合考虑不同磁芯特性，最后选

取铁氧体作为电动汽车无线充电磁芯。

表 3-3 各种磁芯性能比较[48]

特性非晶合金薄硅钢片坡莫合金铁氧体

铁损低高中低

磁导率高低高中

饱和磁密高高中低

温度影响中小小中

加工难易易易

价格中低中低

本设计选取 TDK-PC95 这款磁芯，具有磁导率高，磁损耗低，工作温度范

围宽等特点。

在 Ansoft Maxwell 电磁场仿真软件中建立仿真模型，如图 3-18 所示（由于

磁芯屏蔽层是由多个小正方形磁片拼合而成，为了便于仿真，磁芯屏蔽层用四块

大的正方形磁芯代替，磁芯在拼接过程中会有间隙产生）。线圈材料设置为系统

自带铜材料，导线设置为双绞线忽略集肤效应，磁芯磁导率设置为 3300。


33

对线圈有无磁芯屏蔽两种情况分别进行仿真研究，仿真结果如表 3-5 所示，

从表格数据对比可知，在增加磁芯屏蔽之后线圈自感值、互感值、耦合系数以及

磁感应强度均有增加，其中耦合系数增加 33.6%，最大磁感应强度提高 60%。因

此，磁芯屏蔽层提高了原副边线圈耦合程度。

图 3-19 和图 3-20 分别将有无磁芯屏蔽层线圈的平面磁场分布图和截面磁场

分布图进行了对比，结合表 3-5 数据，从截面磁场分布图可以发现，在没有磁芯

屏蔽情况下，线圈区域以外漏磁较为严重，磁感应强度为 2.8*10-3T，在有磁芯

屏蔽情况下，线圈区域外同一位置，磁感应强度为 7.4*10-4T，磁芯有效降低了

漏磁。从磁场分布平面图可以发现，在没有磁芯屏蔽情况下，磁感应强度由中间

向四周逐渐减弱，有磁芯屏蔽情况下由于仿真模型使用四块面积较大的正方形铁

氧体简化实际电磁耦合器中的多个较小的正方形铁氧体，在实际拼接过程中会有

间隙产生，因此磁场分布图中中心位置磁感应强度依然较强，但是在磁芯屏蔽层

其他区域位置磁感应强度明显低于没有磁芯屏蔽层时的磁感应强度。

通过以上分析可得，磁芯屏蔽层的存在可以增强两个线圈耦合程度，减小漏

磁的产生，降低对周围环境的影响。

（a）无磁芯屏蔽线圈 (b)有磁芯屏蔽线圈

图 3-18 电磁耦合器仿真模型

表 3-5Ansoft Maxwell 仿真结果

条件 LP(μH) Ls(μH) M(μH) k Bmax(T)

无磁芯

有磁芯

89.065

146.26

88.939

146.21

11.384

25.008

0.128

0.171

5*10-3

8*10-3

增长率 64.2% 64.4% 119.7% 33.6% 60%

其中：LP代表发射线圈自感值，LS 代表接收线圈自感值，M 代表两线圈互感值，k 代表耦合系数,Bmax代表


34

最大磁感应强度。

（a）有磁芯屏蔽

（b）无磁芯屏蔽

图 3-19 截面磁感应强度分布图

（a）有磁芯屏蔽（b）无磁芯屏蔽

图 3-20 平面磁感应强度分布图

3.5 电动汽车无线充电系统损耗分析

影响磁耦合谐振式无线电能传输系统效率的因素主要有器件损耗、磁耦合器

损耗、电路拓扑选型等因素[49]。如图 3-25 所示，本文主要研究器件损耗和磁耦


35

合器损耗。器件损耗主要由开关管与整流桥构成，磁耦合器损耗主要由磁芯损耗

与线圈损耗构成。

开关损耗

器件

导线

系统效率特性

传导损耗

导线热损耗

导线集肤效应

磁芯

电路

磁路

磁芯损耗

电路拓扑选型

空间损耗

图 3-25 影响系统效率因素

3.5.1 器件损耗

发射端损耗主要由 APFC 和逆变电路构成。APFC 损耗主要包括整流电路和

Boost 电路，其中 APFC 效率为 98%，因此本文损耗分析主要研究后端高频逆变

电路损耗、电磁机构损耗以及副边整流电路损耗。逆变电路损耗 PDC/AC主要包括

开关损耗 Pswitch和传导损耗 Pcon。为了降低逆变过程损耗，开关管一般工作在软开

关状态，开关管损耗理论上为 0，但是实际工程中，无法完全实现理想软开关状

态。

（一）高频逆变电路工作效率如公式(3-13)所示：

2

/ 2

c

c

DC AC

switch con

I Z

I Z P P

2

2 2

0 0

1 14 ( ) ( ) ( ) ( ) 2

on off

c

t t

c c c c c c ds

I Z

I Z v t i t dt v t i t dt I RT T

(3-13)

其中，Z 是逆变桥后面系统总的等效阻抗，vc(t)和 ic(t)为开关管的瞬态开关

电压和电流，ton 和 toff代表开关管导通和关断时间，Rds 为开关管导通阻抗，Ic 为

开关管导通过程中流过电流的有效值。

（二）高频整流桥损耗

副边线圈经过磁场耦合得到高频交流电，为了给汽车电池充电，高频交流电


36

需要经过整流滤波电得到稳定直流电。整流桥损耗主要由整流二极管的通态损耗

以及开关损耗构成。

通态损耗

二极管导通压降所产生损耗可由公式(3-14)得到：

1

2D con F DP U I

(3-14)

UF 为二极管正向导通压降；ID 二极管平均电流；全桥整流桥中每个周期中

有两个二极管导通，所以整流桥通态损耗为 2PD-con。

开关损耗

二极管的开关损耗包括开通损耗和关断损耗。开通损耗是指当二极管由截止

状态变为导通时其两端电压不会突变为导通时压降 UF，而是会经历一个短暂的正

向恢复压降 UFR,开通损耗可由公式(3-15)计算出：

1

2D on s FR F rsP f U I t (3-15)

式中 UFR 为二极管导通时正向恢复电压；IF 为二极管正向导通电流；trs 为二

极管正向导通时上升时间。

二极管关断损耗主要由反向恢复电流引起的，由公式(3-16)可以计算出：

1

4D off s f R R fsP f K U I t (3-16)

式中 Kf 为反向恢复温度系数；UR 为二极管两端反向承受电压；IR 为流过二

极管反向恢复电流；tfs为反向恢复时间。

因此，系统中整流桥的损耗 Prectifier 可由公式(3-17)计算：

2 2 2rectifier D con D on D offP P P P

(3-17)

3.5.2 线圈损耗

由公式（3-18）可知，线圈铜损 Pcoil为：

2 2

coil Lp Ls P P S SP P P I R I R

(3-18)

式中：Ip，Is 分别为原、副边流过电流有效值；Rp、Rs 为原、副边线圈高频

电阻。


37

高频交流条件下线圈内阻可根据公式(3-11)计算，交流电阻随频率的增加呈

指数增长。实验测得线圈直流阻抗为 72mΩ，图 3-26 所示，交流条件下，频率从

0.4kHz 变化到 200kHz 时，交流阻抗由 75mΩ增加到 890mΩ，其中频率为 50kHz

时，Rac=215mΩ。

图 3-26 不同频率下线圈交流阻抗

3.5.3 磁芯损耗

在无线电能传输系统中，谐振频率一般在 100kHz 以上，磁芯的剩余损耗可

以忽略不计，因此磁芯损耗主要由磁滞损耗PH 和涡流损耗PB构成,如公式(3-19)。

maxFe Fe EP k B f V (3-19)

公式(3-19)中，kFe 表示损耗系数；Bmax表示磁感应强度峰峰值；f 表示工作

频率；VE 表示磁芯体积；α、β表示系数。

损耗系数 kFe 与工作频率 f 成正比，对于铁氧体而言，α取值范围为 2.6~2.8；

β 的取值范围为 1~1.3。β随着工作频率 f 增加而变大，对于高频工作的材料而言

要尽量减小 β的数值。

3.5.4 电磁耦合器 Maxwell 仿真分析以及优化设计

在 Ansoft Maxwell 三维瞬态场中，建立仿真模型。根据图 3-27 在磁芯材料

属性中描绘出50kHz情况下PC95 B-P曲线。对线圈添加正弦激励，有效值为30A。

铝板以及线圈材料选择系统自带材料。

采用铝板进行屏蔽是利用铝板在交变磁场中感应出来的涡流使漏磁通重新

分布，其目的是增加电磁屏蔽部分的磁阻，因此被屏蔽部分漏磁通减小。但是铝

板中会产生涡流损耗。图 3-28 为铝板涡流损耗密度分布图，从图中可以看出，


38

铝板四周由于边缘效应漏磁通比较严重，涡流损耗较大，其余位置磁芯屏蔽层对

漏磁屏蔽起到了一定作用，损耗较小,图 3-29 为铝板中产生的涡流现象，铝板周

围产生的涡流最大。

图 3-27 TDK- PC95 B-P 曲线

图 3-28 铝板涡流损耗密度分布图

图 3-29 铝板中产生的涡流现象

在 Maxwell 三维瞬态场中对磁耦合器进行损耗分析仿真，频率 50kHz，仿真

时间为 20 个周期。磁耦合器的损耗分为线圈损耗、磁芯损耗以及铝板涡流损耗。

如图 3-30 所示，当距离为 1mm 时，磁耦合器总损耗大约为 164W。


39

铝板涡流损耗线圈损耗磁芯损耗

图 3-30 磁耦合器损耗仿真图

铝板与磁芯距离不同时，铝板表面最大磁感应强度将发生变化，磁耦合器损

耗也将随之变化。如图 3-31 所示，铝板距离磁芯距离由 1mm 变化到 100mm 时，

磁芯损耗以及线圈损耗几乎没有变化，但是铝板中的涡流损耗逐渐减小。图 3-32

为铝板中涡流损耗密度分布图，铝板四周涡流损耗较大，当距离变大时铝板中的

损耗密度也逐渐降低。

图 3-31 铝板位于不同距离时电磁耦合器损耗

图 3-32 铝板距离磁芯不同距离时涡流损耗密度分布图

线圈匝数以及磁芯体积影响到磁耦合器的自感以及耦合系数，为了满足磁耦

合器设计要求，既可以通过增加线圈匝数也可以通过增加磁芯体积，但是线圈匝


40

数以及磁芯体积将影响到磁耦合器的损耗，两者存在一个最优选择以达到最低损

耗。同时，铝板的距离也将影响到磁耦合器的损耗，如果铝板距离较大，磁耦合

器损耗减小，但是体积会增大。磁耦合器损耗最终以热能的形式传导出去。

铝板涡流损耗线圈损耗磁芯损耗

图 3-33 铝板距离磁芯 5mm 时磁耦合器损耗仿真图

根据对磁耦合器损耗仿真分析，考虑电动汽车底盘宽度大小以及线圈对齐问

题，最终设计磁耦合器线圈匝数 17 匝，此时线圈面积为 400*400mm 正方形，磁

芯由方形磁片拼接而成，总体积大约为 400*400*3mm,铝板体积 500*500*2mm,

距离为 5mm。此时 Maxwell 仿真损耗如图 3-33 所示，损耗大约 135W，磁耦合

器传输效率 96.4%。

3.4.3 金属材料屏蔽电磁场

电磁耦合器接收线圈安装在汽车底盘，只使用磁芯做电磁屏蔽无法满足电磁

环境安全要求，因此，需要增加金属材料进行双层屏蔽，防止漏磁对汽车控制系

统带来干扰。通常选择使用铝板进行辅助电磁屏蔽，铝板具有磁导率低，电导率

高的特点。漏磁在铝板表面产生涡流效应，衰减了电磁波，因而汽车底盘最程度

的躲过了漏磁对其影响。图 3-21 所示，接收端磁芯屏蔽层上增加铝板，然后使

用铁板模拟汽车底盘在 Maxwell 中进行仿真，模型材料属性如表 3-6 所示。

表 3-6 仿真模型材料属性

材料相对磁导率电导率(S/m)

磁芯 3300 1.16

铝板 1.000021 38*106

铁板 60 15*105


41

（a）铝板+铁板仿真模型示意图

(b)接收端结构示意图

图 3-21 铝板电磁屏蔽仿真模型

图 3-22 铝板铁板实验平台

如图 3-22 所示实验平台，分别进行四组不同类型的仿真与实验：不加铝板

不加铁板、不加铁板加铝板、加铁板不加铝板以及加铝板加铁板。实验时使用

LCR 数字电桥测量电感，频率设置为 50kHz。由表 3-7 可得，在接收端添加铝板

或者铁板均可使接收线圈自感值降低，由公式(3-12)。

2

2

1

2

2

m

m

W LI

WL

I

(3-12)

公式(3-12)中，Wm 为磁场储存能量，L 为线圈电感，I 为线圈电流。


42

实验过程中由于铁氧体屏蔽层是由很多块正方形磁芯拼接而成，因此，块与

块之间间隙无法完全避免，这样就导致磁场从缝隙辐射到铝板或铁板表面，并且

在铝板或铁板中产生涡流损耗，消耗一部分磁场能量。因为线圈电流保持不变，

Wm减小，所以电感 L 数值减小。

表 3-7 仿真与实验数据对比

测量条件类型 LP（μH） Ls（μH） M（μH） k

不加铁板

不加铝板

仿真值 146.25 146.2 25.006 0.17101

测量值 147.57 145.81 22.56 0.154

不加铁板

加铝板

仿真值 144.31 132.78 19.888 0.14367

测量值 145.62 133.21 17.69 0.127

加铁板

不加铝板

仿真值 144.87 140.45 22.233 0.15586

测量值 146.44 137.71 19.60 0.138

加铁板

加铝板

仿真值 144.26 132.66 19.81 0.1432

测量值 145.67 133.30 17.812 0.128

图 3-23 为铝板铁板仿真磁场分布图，在有磁芯屏蔽层的前提下，加铝板之

前，铁板位置磁感应强度为 2*10-4

T，加入铝板后，铁板位置磁感应强度下降为

1.5*10-6

T。

图 3-23 铝板铁板仿真磁场分布图

图 3-24 所示为铝板铁板实验电场分布图，在没加铝板前，接收线圈外围电

场强度为 1*104V/m,加入铝板后，同一位置接收线圈外围电场强度下降为

4.3*103V/m。

通过以上分析可得，铝板降低了漏磁的产生，减小了磁场对汽车底盘的影响，


43

最大限度降低了漏磁在汽车底盘中产生的涡流损耗。铝板在电动汽车无线充电系

统中不仅屏蔽了磁场同时对电场也起到了一定屏蔽作用，最大限度的降低了电磁

场对人和汽车控制系统的危害。

图 3-24 铝板铁板仿真电场分布图

3.6 本章小结

本章主要研究了电动汽车无线传输技术中所涉及到的硬件电路以及磁耦合

器设计。重点研究了有源功率因数校正电路包括参数设计、仿真分析以及原理图

设计。对磁耦合器的构成、漏磁场屏蔽以及磁耦合器损耗优化做了仿真研究，同

时对整个系统的主要损耗进行了研究并做了优化设计。


44

第四章电动汽车无线充电谐振补偿电路特性

本文第二章已经研究了无线充电系统中四种基本补偿电路特点及其适用场

合。本章将研究复合型双 LCC 谐振补偿电路，除具有四种基本补偿电路优点外，

还具有提高系统频率鲁棒性、改善原边电压或电流应力、滤除高频逆变器工作时

产生的电压或电流谐波等特点。

4.1 复合型谐振补偿电路

本文第二章中已经介绍过四种基本谐振补偿电路，其中 SS,SP 属于电压型谐

振补偿，PS、PP 属于电流型谐振补偿。SS 型谐振电容与线圈耦合程度无关，PS

型谐振电容与线圈耦合度有关，并且电流型补偿电流源容量难以做大，不适用于

大功率场合。SP与PP型谐振电容不仅与线圈互感有关同时还与负载大小有关系。

在电动汽车无线充电系统中，由于无法保证发射线圈与接收线圈耦合程度保持为

恒定值，因此 PS、SP 以及 PP 不适合在电动汽车无线充电系统中应用。

对于 SS 型串联谐振电路，线圈两端电压得到放大，使其远远大于逆变器输

出电压，这样的优点是开关管只需要承受输入母线直流电压大小，方便 MOSFET

的选型。缺点是大功率系统在谐振条件下，线圈电流较大，逆变器必须提供流过

线圈的全部电流，逆变器开断过程电流应力较大。当副边电路发生开路故障时，

如果此时原边电路工作在谐振状态时，原边会产生很大的电流，对于小功率系统

不是问题，但是对于大功率无线电能传输系统来说非常危险，因此,SS 谐振补偿

电路同样不适用于电动汽车无线充电系统中。

为了提高系统鲁棒性，最大限度滤除高频逆变电路产生的谐波，提高原边电

能变换装置输出电源质量，系统常采用复合型拓扑结构。常用复合型谐振补偿电

路由 TS、πS、LCL 以及 LCC 等。本文选择双 LCC 谐振补偿电路作为电动汽车

无线充电拓扑[50]。

4.2 LCC 与 LCL 谐振补偿电路

图 4-1（a）为 LCL（电感-电容-电感）电路拓扑，高频电源 Uin、电感 LP1、

LP2、电容 CP 以及负载 RL 构成。LCL 的优点是可以起到“Boost”升压效果，即


45

低直流电压输入，高谐振电压输出，可以降低开关器件承受的电流应力。并且

LCL 电路还具有恒流、恒压等特性。

LCC 电路与 LCL 电路相比，增加了一个电容，当系统发生谐振时，LP1 与

CP 构成低通滤波器，具有良好的低通滤波特性。C1s 起到隔直滤波的作用同时对

原边线圈感抗起到补偿作用，这样可以在保证线圈较大感量时，降低感抗，提高

线圈电流，进而增强磁场强度，公式(4-1)将 C1s 与 LP 等效看作 LP2。

'

2

1s

1P Pj L j L j

C

(4-1)

PC

1PL 2PL

LRinU

Li

inZ

PC

1PL1sC

PL

LR

inU

Li

'

2PL

（a）LCL 电路拓扑（b）LCC 电路拓扑

图 4-1 LCL 与 LCC 电路拓扑

4.3 双 LCC 磁耦合谐振电路特性分析

1C 2C

1L2L

1sC2sC

M

pL sL

1I 2I

pI sI

DCLR

Z1 Z2

Z3 Z4

图 4-2 双 LCC 谐振补偿拓扑

双 LCC 谐振补偿电路如图 4-2 所示，其中 L1、C1、C1S 以及 LP 构成发射端

谐振电路。LS、C2S、C2 以及 L2 构成接收端谐振补偿电路，原、副边谐振电路为

对称结构。M 为发射线圈与接收线圈互感值，RL 为负载。


46

4.3.1 发射端输入阻抗特性

1C

1L1sC

pL

1I

pI

DC

Z1 Z2

Z3 Z4spZ

图 4-3 发射端等效电路图

如图 4-3 发射端等效电路图，其中 ZSP 为副边电路反馈到原边电路的阻抗。

将 C1s 与 LP 等效看作 L，如公式(4-2)所示

1

1p

s

j L j L jC

(4-2)

化简为公式(4-3)

2

1

1P

S

L LC

(4-3)

谐振频率 ω0，如公式(4-4)

0

1 1

1=

L C (4-4)

发射端输入阻抗 ZP 如公式(4-5)

1

1

1

1p

sp

Z j L

j CZ j L

(4-5)

MOSFET 工作频率 ω与系统谐振频率 ω0 的归一化角频率，ωn=ω/ω0,发射端

品质因数 Q=ω0L/Zsp , L 和 L1 的比例为 λ=L1 /L，即可得公式(4-6)


47

0

0

1

1 2

0

1

n

sp

LZ

Q

L L

CL

(4-6)

代入 ZP 公式(4-5)化简可得公式(4-7)

2 2

0 2

1 (1 ) 1

(1 )

n n n

P

n n

jQZ L

Q j

(4-7)

设逆变器输出电压 Uin初相角为 0，逆变器输出电流 IP 为公式(4-8)

2

2 20

(1 )=

1 (1 ) 1

in in n nP

P n n n

U U Q jI

Z L jQ

(4-8)

当开关频率等于谐振频率时，即 1-ωn2=0 时，逆变器输出电流为公式(4-9)

2 2

0

(1 )

( 1)

inP

U Q jI

L Q

(4-9)

则逆变器输出电压电流相位可表示为公式(4-10)，(4-11)，(4-12)

1tan

Q

(4-10)

1arctan( )

Q

(4-11)

0 =1

0 1

0 1

，

，

，

(4-12)

为了实现 ZVS 软开关，逆变桥输出电流相位略滞后于电压相位，即 θ<0，λ>1

时即可实现。

电容 C1 两端电压如公式(4-13)所示

1

1

1

1C P

sp

U I

j Cj L Z

(4-13)


48

化简得公式(4-14)：

1 2 31

inC

n n n n

UU

jQ jQ jQ

(4-14)

原边线圈电流 I1（即流过负载电流）可表示为公式(4-15)

11

C

SP

UI

Z j L

(4-15)

化简得公式(4-16)：

1 2 20 1 1

in

n n n

U QI

L jQ

（1- ）

(4-16)

原边线圈电压 UP 可表示为公式(4-17)

1P PU I j L

(4-17)

负载两端电压 UZSP 可根据公式(4-18)与(4-19)得到

1SPZ spU I Z (4-18)

2 21 1SP

inZ

n n n

UU

jQ

（1- ） (4-19)

4.3.2 LCC 原边电路恒流/恒压特性

（一）恒流输出特性

当归一化角频率1

=n

时，代入公式(4-15)可以得到输出电流公式(4-20)

1

0

inUI

j L

(4-20)

此时可以发现，流过负载电流与负载无关，电路表现出恒流特性。

输入阻抗为公式(4-21)

3

0

2 2

1 1 1( )

( 1)in

LQ j Q

ZQ

(4-21)


49

(二)恒压输出特性

当1

1n

时，负载端电压为公式(4-20)

=SP

inZ

UU

(4-22)

此时输入阻抗为公式(4-23)

2

0

1in

LZ

Q j

(4-23)

4.3.3 电感之比 λ对系统的影响及选择

当1

=n并且 λ=1 时，输出电流如公式(4-24)，阻抗为公式(4-25)

1

0

inUI

j L

(4-24)

0inZ LQ

(4-25)

此时系统不仅表现出恒流特性并且电路为纯阻性状态。

当1

= 1n

时，输入阻抗为公式(4-26)

2

0

2

1

1in

L Q jZ

Q

（）

（）

(4-26)

此时，无论 λ取值多少，电路都无法表现出纯阻性。

本设计充电对象面向电动汽车动力电池组，选择双 LCC 恒流充电方式，即

1=n

，λ=1,L1=L。发射线圈电流恒定与负载以及互感均没有关系。接收端仍

然选择 LCC 拓扑，可以实现恒定电流输出，便于实现 ZVS 软开关、系统损耗小，

效率高。原边输入阻抗为公式(4-27)

1

1=

1P

sp

Z j L

j Cj L Z

(4-27)


50

分离实部虚部可得公式(4-28)：

2 2 2 2

1 1 1

2 2 4 2 2 2 2 2 2 4 2 2 2 2

1 1 1 1 1 1

( 1)( 2 )

2 1 2 1

sp sp

P

sp sp

Z C L C L L C ZZ j

C L C Z C L C L C Z C L

(4-28)

当系统发生谐振时，即虚部为 0，可解得谐振角频率 ω为公式(4-29)。

1

2

1

1

=

2 SP

LC

L CZ

C L

(4-29)

LCC 电路存在两个谐振点，一个谐振点仅与电感电容有关系，另外一个谐

振点与负载大小有关系，由于电动汽车动力电池内部阻抗是变化的值，因此本设

计选择与负载无关的谐振点。

4.3.4 LCC 副边电路特性分析

2C

2L2sC

sL

2I

sI

R

oV

图 4-4 接收端等效电路图

公式(4-30)将 C2s 与 Ls等效看作 L’。

'

2

1S

S

j L j L jC

(4-30)

'

2L L

(4-31)

R 为整流桥之后部分等效电阻,可根据公式(4-32)计算

2

8LR R

(4-32)


51

副边线圈感应出的电压为公式(4-33)：

0 1VU j MI (4-33)

副边电路阻抗为公式(4-34):

'

2

2

1

1SZ j L

j CR j L

(4-34)

分离实部虚部可得公式(4-35)：

2 2 2

2 2 2 2 2 2

2 2 2 2 2 2 2 2 2 4 2 2 2 2

2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2

( 1)( 2 )

2 1 2 1S

C L C L L C RRZ j

C L C R C L C L C R C L

(4-35)

副边电路同样处于谐振状态下，因此，副边阻抗虚部为零。解得公式(4-36)

2 2

1

L C

(4-36)

将公式(4-36)代入公式(4-34)得公式(4-37)

2

2

S

LZ

C R

(4-37)

接收端电路阻抗为纯阻性。反射到原边电路的等效电路阻抗为公式(4-38)：

2( )SP

S

MZ

Z

(4-38)

代入化简得公式(4-39)：

2

2

2

SP

M RZ

L

(4-39)

当电动汽车完成发射端与接收端出现偏移情况时，互感 M 发生变化时，根

据公式（4-39）可知，副边反射到原边阻抗只是改变大小，仍然保持纯阻性，不

会产生无功分量。

电容 C2 两端电压为公式(4-40)：

0

2 2( )V

C

S

UU R j L

Z (4-40)


52

负载端流过电流 Is 为公式(4-41)

2

2

CS

UI

R j L

(4-41)

化简得公式(4-42)

1 2

ins

MUI

j L L

(4-42)

负载电压 UR 为公式(4-43)

1 2

inR

MUU R

j L L (4-43)

4.4 双 LCC 谐振电路 Pspice 仿真

在 Pspice 搭建仿真原理图，对谐振网络进行仿真验证，分别对系统逆变电

压电流相位、阻抗相频特性、幅频特性、线圈电压电流、以及输出恒流/恒压特

性进行仿真。

电动汽车无线充电系统全桥逆变部分一般开关管工作在软开关状态以降低

损耗，系统参数匹配过程中使电流相位略滞后于电压相位，系统工作在呈弱感性

状态，有利于实现 ZVS 软开关。图 4-5 为逆变器输出电压电流波形，逆变桥输

出电流相位略滞后于电压相位（为了方便观察，电流放大 3 倍）。

Time

19.92ms 19.96ms 20.00ms19.90ms

V(V1:+) I(L3)*3

-400

0

400

Time(ms)2019.9219.90 19.96

400

-400

0I(A

)U

(V) 电压

电流

图 4-5 逆变器输出电压电流仿真波形

图 4-6 为系统输入阻抗频率特性曲线。实际系统工作在弱感性状态系统实际

工作频率略大于 50kHz 实际频率谐振频率为 52kHz，负载电阻 40Ω。激励源频率

从 20kHz 扫描变到 100kHz,当频率扫描到 52kHz 谐振点时，由相频特性曲线可知


53

输入阻抗相位角为 0°，电路呈现纯阻性状态，由幅频特性曲线可知，在谐振点附

近，输入阻抗振幅随频率变化比较平滑，说明在此处输入阻抗对谐振频率不敏感，

满足系统设计要求。如果在此谐振点出输入阻抗相频特性曲线出现尖峰，即阻抗

振幅对频率比较敏感，则需要考虑是否进行调频以实现系统的稳定性。在 52kHz

谐振点左侧附近，阻抗角小于 0，系统工作在容性状态，在谐振点右侧附近，阻

抗角大于 0，系统呈感性状态，无论是容性工作区域还是感性工作区域，系统发

出有功功率都降低，在谐振点时系统传输有功功率达到最大值。

Frequency

30KHz 50KHz 70KHz 90KHz 100KHz20KHz

1 P(V(IN)/I(L4)) DB(V(IN)/I(L4))

-100

0

100P

h

a

s

e

>>

2

f(kHz)

10070503020

100

Ph

ase(

deg

)

-100

Mag

nitu

de(d

B)

0

幅频特性

相频特性

图 4-6 负载恒定条件下输入阻抗幅频特性和相频特性曲线

如图 4-7 幅频特性曲线以及图 4-8 相频特性曲线所示，当负载电阻从 20Ω变

化到 80Ω，步长为 20Ω时，同时对激励频率进行扫描，当频率扫描到 52kHz 时，

由相频特性曲线可知，不同负载条件下对应的输入阻抗相位角均为 0°，此时系

统表现出纯阻性状态；由变负载情况下输入阻抗幅频特性曲线可知，在 52kHz

谐振点附近，输入阻抗振幅随负载以及频率变化曲线比较平滑，振幅没有出现陡

峭变化，说明输入阻抗对频率变化不敏感，在此谐振点，系统工作相对稳定。


54

Frequency

30KHz 50KHz 70KHz

DB(V(IN)/I(L4))

0

-40

40

f(kHz)

10050

Mag

nit

ud

e(d

B)

40

0

-4030

R=20Ω

R=40Ω

R=60Ω

R=80Ω

图 4-7 负载变化情况时输入阻抗幅频特性

f(kHz)

Frequency

30KHz 50KHz 70KHz

P(V(IN)/I(L4))

-100d

0d

100d

1005030

100

Phas

e(deg

)

0

-100

R=20ΩR=40Ω

R=60Ω

R=80Ω

图 4-8 负载变化情况时输入阻抗相频特性

当1

=n，仿真时长 50ms,负载电阻初始值为 10Ω，当 t=46ms,R=20Ω，

t=48ms 时，R=40Ω，如图 4-9 所示，从波形可以发现，不同负载时输出电流保持

不变，输出电压不断变化。由于电路表现出恒流特性，因此电阻增大时，输出电

压不断增大，验证了 LCC 电路的恒流特性。电动汽车无线充电对应负载为动力

电池组，电池内阻在充电过程中会发生变化，因此恒流特性适用于负载变化的场

合，满足电动汽车充电要求。


55

Time

46ms 48ms 50ms45ms

I(L5)

-20A

0A

20A

SEL>>

V(R3:2)

0V

-1.0KV

1.0KV

Time(ms)50484645

20

0

-20

I(A

)U

(kV

)0

1

-1

R=10Ω R=20ΩR=40Ω

R=10Ω R=20Ω R=40Ω

图 4-9 双 LCC 电路恒流特性仿真曲线

当 11n

，时，仿真时长 50ms,负载电阻初始值为 10Ω，当 t=46ms,R=20Ω，

t=48ms 时，R=40Ω，如图 4-10 所示，输出电压在不同负载时几乎保持不变，由

于此时系统为非纯阻性状态，因此负载切换瞬间电压波动较大，输出电流随负载

增大而减小。验证了 LCC 电路具有恒压特性。

Time

46ms 48ms 50ms45ms

-I(L5)

0A

-10A

10A

V(R3:2)

0V

-100V

100V

SEL>>

R=10Ω R=20Ω R=40Ω

Time(ms)50484645

10

0

-10

I(A

)U

(V)

0

100

-100

R=10Ω R=20Ω R=40Ω

图 4-10 双 LCC 电路恒压特性仿真曲线

电压大小表征电场强度，电流大小表征磁场的强度，3.7kW 电动汽车无线充

电系统，在谐振状态下电磁耦合器周围将产生很强的电磁场。如图 4-11 所示，

谐振状态下线圈电压波形，图 4-12 为线圈电流波形。发射线圈电压最大值 1431V,

电流最大值 33.9A，接收线圈最大电压为 1765V，电流最大值 40.5A。接收线圈

电压、电流相位均滞后于发射线圈电压、电流相位 90°。


56

Time

19.92ms 19.96ms 20.00ms19.90ms

V(L1:1) V(L2:1)

-2.0KV

-1.0KV

0V

1.0KV

2.0KV

Time(ms)2019.9219.90 19.96

U(k

V)

2

0

1

-2

-1

发射线圈接收线圈

图 4-11 线圈电压波形

Time

19.92ms 19.96ms 20.00ms19.90ms

I(L1) I(L2)

0A

-45A

45A

Time(ms)2019.9219.90

45

-45

I(A

)

0

发射线圈接收线圈

19.96

图 4-12 线圈电流波形

线圈由利兹线绕制而成，可以将线圈等效看作成多个电阻串联而成，线圈两

端电压比较高，但是串联电阻分压，实际上线圈匝与匝之间电压并不高，但是为

了更好的绝缘，匝与匝之间依然需要一定间隙防止出现击穿现象，尤其是线圈输

入与输出端，电压高，利兹线除了表面需要增加绝缘层之外两端间距也需要增大，

以保证线圈安全运行。

4.5 本章小结

本章首先通过阐述基本谐振拓扑缺点然后引出适用于电动汽车无线充电的

混合型拓扑结构，并且将 LCL 与双 LCC 补偿电路进行对比分析，引出双 LCC

补偿电路更适合应用于电动汽车无线充电中，有利于提高系统鲁棒性，滤除高频

逆变产生谐波。对双 LCC 谐振电路输入阻抗、恒流、恒压特性分别做了理论研

究并且运用 Pspice 对双 LCC 特性进行了仿真研究

第五章电动汽车无线充电系统特性实验研究

57


上述几章已经对电动汽车无线充电系统中的几个重要部分进行了理论分析

与仿真验证。本章将对系统进行实验验证，包括电磁耦合器的性能实验，双 LCC

补偿电路实验以及将无线充电系统安装于北汽 EV160 上的功率与效率实验。

5.1 电磁耦合器特性实验研究

发射端 GA(Ground Assembly)位于地面位置，接收端 VA（Vehicle Assembly）

安装于汽车底盘。当停车充电时，GA 与 VA 很难做到完全平行正对齐，因此，

目前停车充电，出现位置偏差也属于正常情况发生。

本实验通过在实验室搭建平台，模拟电动汽车实际停车充电时出现的位置偏

差对互感以及耦合系数的影响。如图 5-1 实验平台，借助 LCR 数字电桥，使用

“开路-短路”间接测量法，测量互感以及耦合系数。同时使用 Maxwell 电磁仿

真软件，进行仿真对比研究。由于电动汽车无线充电发射端与接收端位置偏移种

类繁多，本实验选取常见偏移情况进行仿真与实验分析。

图 5-1 电磁耦合器实验平台

（一）垂直距离变化

垂直距离 Z 由 175mm 变化到 225mm 时


58

（a）互感 M 变化情况（b）耦合系数 k 变化情况

图 5-2 垂直距离发生变化时互感与耦合系数变化情况

（二）水平单边偏移（沿 X 或者 Y 方向）

沿 X 或 Y 方向从 0 到 100mm 变化


图 5-3 水平单边侧移时互感与耦合系数变化情况

（三）水平双边偏移（同时沿 X 与 Y 方向）

X、Y 方向同时偏移 0 到 100mm 时互感耦合系数变化情况


图 5-4 水平双边侧移时互感与耦合系数变化情况

（四）绕 X 或者 Y 轴旋转

旋转角 θ从 0°旋转到 10

°


59


图 5-5 旋转时互感与耦合系数变化情况

通过以上仿真与实验对比，两者趋势大致一致，仿真理论值略大于实验值，

这是由于仿真模型无法与手工绕制线圈模型完全一样，并且在实验过程中采用

“开路-短路”法间接测量互感以及耦合系数同样会存在误差。误差无法完全避

免。无线电能传输系统中互感以及耦合系数将对传输效率影响较大，电动汽车停

车进行无线充电时，VA 与 GA 很难完全正对齐，因此，互感与耦合系数与理论

设计参数存在一定误差。

5.2 双 LCC 无线电能传输系统实验

在实验室测试系统，如图 5-6 所示，测试系统主要包括发射板、接收板、磁

耦合器以及水冷电阻，其中 APFC 电路位于发射板。磁耦合器利用空心绝缘圆柱

体支撑，发射端与接收端平行正对齐放置，负载电阻 40Ω。

图 5-6 无线充电系统

实验测试平台包括发射端控制箱、接收端控制箱、示波器 Tektronix MD03024、


60

功率分析仪 Tektronix PA3000。输入电压约 230VAV，50Hz(实验室电压并非标准

220V 市电,误差在可接受范围内)。

电源从市电接入，首先经过 Boost-APFC 进行功率因数校正并且得到稳定直

流电压，如图 5-7 所示，APFC 输入电流波形基本完全跟踪输入电压波形，实际

测得 PF 值为 0.996，输出直流电压 405V，纹波电压 4.4%。

图 5-7APFC 输入电压电流以及输出电压

APFC 输出直流电压直接接入全桥逆变电路，然后输出高频交流电，如图 5-8

所示，频率 50kHz,输出电压为方波，电流为正弦波。此时逆变电压相位超前于

电流相位，开关管容易实现 ZVS 工作状态，系统呈现弱感性状态。

图 5-8 逆变器输出电压电流波形

图 5-9 与图 5-10 分别为发射线圈与接收线圈电压电流，谐振状态下线圈电


61

压电流呈周期性正弦变化数值较大，电压大小表征电场强度，电流大小表征磁场

强度。每个线圈可以等效看作多个电阻串联，由于串联分压，线圈输出与输入端

电压要远比线圈匝与匝之间电压大，因此，输出与输入端要做好绝缘防护，防止

线圈被强电压击穿。原/副边线圈之间电磁场较强，发射线圈与接收线圈在强磁

场作用下相互耦合，将原边能量传送到副边电路。

图 5-9 发射线圈电压、电流波形

图 5-10 接收线圈电压、电流波形

副边线圈在磁场中感应出电压，然后通过谐振补偿网络、整流滤波电路输出

直流电，最终将电能传输到负载电阻，如图 5-11 所示，负载端输出电压电流波

形。


62

图 5-11 负载端输出电压电流

表 5-1 为双 LCC 系统理论计算、仿真分析以及最终实验得出的数据，三者

趋势一致，误差的存在不可避免。

表 5-1 理论计算、仿真、实验数据对比

类别（最大值）计算值仿真值实验值

逆变 U/I 相位差(°) 28.51 33.9 26.1

逆变电流 rms(A) 13.558 16.6 14.4

发射线圈电压(V) 1273 1492 1380

发射线圈电流（A） 27 33.9 32

接收线圈电压(V) 1784 1781 1720

接收线圈电流（A） 38 40.5 38.4

误差产生原因分析：理论计算时逆变电压使用有效值代入计算，仿真与实验

时使用方波电压计算，并且存在死区时间。仿真与计算时负载为等效纯阻性负载，

而实验时整流桥之后含有电容，并且水冷电阻感性较大，非纯阻性负载也将影响

整个系统工作状态。且理论计算与仿真只考虑基波，实验时除了基波还有谐波存

在。


63

5.3 电动汽车无线充电实验

5.3.1EV160 参数配置

本设计选择充电对象为北汽 EV160 电动汽车，如图 5-12 所示。汽车配置参

数如表 5-2 所示。使用无线充电模块替换掉汽车自带有线充电模块。GA 与 VA

垂直距离大约 20cm，如图 5-13 所示。搭建系统实验平台，如图 5-14 所示。

图 5-12 北汽 EV160 电动汽车

表 5-2 北汽 EV160 配置参数

产品配置轻快版

NEDC 续航里程（km） ≥150

最高车速（km/h） ≥125

电机功率(kW) 20/45

电量(kWh) 25.6

低功率交流充电（kW） 3.3

充电时间慢充（h） 7-8


64

图 5-13 GA 与 VA 安装位置

图 5-14 电动汽车无线充电实验平台

5.3.2 充电功率与效率实验

电源从市电接入，动力电池初始电量为 4%，从早上 8:42 开始充电，下午

16:32 充电结束，充电时长 8 小时，动力电池组电量从 4%上升到 97%。输入功

率 3.59kW，输出功率 3.13kW,效率 87%。3.7kW 电动汽车无线充电系统通过替换

原车有线充电装置，对汽车进行无线充电，无线充电效率与原车有线充电效率相

比存在一定差距，但是无线充电要比有线充电安全方便许多。图 5-15 为逆变桥

驱动波形与功率分析仪读数, 图 5-16 为系统充电过程中输入输出功率，图 5-17

为整机充电效率,充电初始阶段，功率逐渐上升，功率与效率波形初始阶段出现

短暂波动现象。


65

图 5-15 逆变桥驱动波形和功率分析仪读数

图 5-16 充电输入输出功率

图 5-17 充电效率

由于本文研究内容并未涉及到发射端与接收端机械调整对其机构，因此停车

就位充点前需要人为手动调整发射端与接收端正对齐，但是由于汽车底盘以及胎

压原因，发射端与接收端很难实现完全平行，对充电效率会产生影响。

美标 SAE J2954 中规定，3.7kW(WPT1)电动汽车无线充电系统，最大传输效

率不低于 85%。本文所设计的磁耦合器与选择的谐振补偿网络与美标有一定差异，


66

传输功率与效率达到美标设计要求。

5.4 本章小结

本章通过搭建实验平台，首先在实验室进行磁耦合器水平、垂直、旋转方向

的侧移仿真与实验，分析耦合系数以及互感的变化。然后对整个系统以电阻为负

载上电测试，分析逆变输出电流相位略滞后于电压相位系统呈弱感性状态，利于

实现 ZVS 软开关，测试谐振状态下线圈电压电流大小，并且将理论计算、仿真

结果以及实验测试结果进行对比，仿真结果整体偏大，理论计算与实验测试结果

比较接近。最后选择北汽 EV160 这款电动汽车作为测试对象，进行无线充电测

试，原副边正对齐的条件下，充电效率约 87%，达到美标 SAE J2954 设计要求。

结论

67

结论

本文旨在研究磁耦合谐振式电动汽车无线充电技术，最终实现为北汽 EV160

电动汽车高效率无线充电。在理论计算、仿真分析的基础上搭建系统实验平台完

成测试并做相关数据分析。针对电磁耦合器进行损耗分析与漏磁场屏蔽仿真研究，

优化结构，有效降低了漏磁场引起的涡流损耗；选择双 LCC 电路作为谐振补偿

拓扑，提高了频率鲁棒性、改善了原边电压电流应力、滤除高频逆变器工作时产

生的电压或电流谐波等优点，所建立的双 LCC 模型适用于大功率无线充电系统

设计与优化。本文研究内容总结如下：

(1)关于硬件部分主要完成对有源功率因数校正电路原理分析、参数设计、

Matlab 仿真研究，最后与整个电动汽车无线充电系统联合上电测试，测得功率因

数 0.996，输出直流电压 405V，纹波电压 4.4%，满足系统设计要求。对高频逆

变电路选型设计也做了相关研究，最终选择全桥逆变电路应用于电动汽车无线充

电中。

(2)关于无线充电系统中连接原边与副边之间的“桥梁”磁耦合器在理论分

析的基础上进行线圈设计与磁芯选型，然后借助 Ansoft Maxwell 仿真平台，建立

模型，对磁耦合器损耗以及漏磁场屏蔽进行仿真研究，根据仿真结果，对磁耦合

器进行优化设计。

(3)关于无线电能传输电路拓扑结构，首先分析四种基本补偿电路，对比优

缺点以及适用场合，否定其不适用于电动汽车无线充电系统中，然后提出双 LCC

谐振补偿电路，从利用 Mathcad 进行理论分析，再到 Pspice 仿真研究，逐步分

析双 LCC 谐振补偿电路输入阻抗的幅频特性、相频特性以及实现恒流恒压的工

作条件，根据电池充电特性，选择恒流充电模式。最后以电阻为负载，进行实验

测试，将实验数据与仿真结果，理论计算结果进行对比分析。

(4)对磁耦合器进行水平、垂直、旋转方向的仿真与实验对比，仿真值大于

实验值，其误差在允许范围之内，误差产生主要原因在于线圈绕制以及磁芯结构

仿真模型很难与实际模型完全相同。然后选择北汽 EV160 电动汽车为为测试对

象，对其进行改装，使用无线充电模块代替其原有车载有线充电机，充电条件为


68

原副边正对齐，输入功率 3.59kW，输出功率 3.13kW,效率 87%。动力电池组电

量从 4%上升到 97%,充电时长 8 小时。

本设计仅从一个基本角度对磁耦合谐振式电动汽车无线充电系统进行了研

究，如果要使系统商业化推广使用，以下问题仍需要解决。

(1)不同侧移情况下漏磁场屏蔽是否能达到国家标准（目前我国电动汽车无

线充电行业标准尚未颁布）

(2)磁耦合器性能还需优化。目前大功率系统中，磁耦合器存在发热问题，

还需研究不同线圈匝数与磁芯体积之间的最优选择，以此减小损耗，提高传输

效率。

参考文献

69

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72

致谢

时光荏苒，岁月如流，两年半的研究生生活即将结束。在此，首先我要感谢

校内导师郑雪钦老师以及企业导师林桂江高工。从研一开始，郑老师无论在生活

还是学习上都给予了无微不至的关怀。郑老师严谨的治学态度，兢兢业业的做事

风格感染和激励我前进。从论文的选题，再到论文的写作、修改，郑老师都不厌

其烦的给予指导。厦门新页科技有限公司期间，感谢林桂江老师在工作上的大力

帮助与支持。在此，我向两位导师表示衷心的感谢。

其次，感谢厦门新页科技有限公司提供的实习机会。感谢大功率部门经理任

连峰、秦铖，没有他们的帮助与指导项目不可能进行这么顺利。感谢硬件组牛坤

宏、陈振伟、林世杰、林睿智、黄国正等同事，牛工丰富的工作经验以及严谨的

工作态度无不影响激励着我，陈工丰富的无线充电经验对我论文带来很大帮助。

感谢软件组谢文卉对系统软件的反复调试；感谢测试组刘亮邦、刘韬，后期测试

没有他们的帮助实验不可能完成这么顺利。

感谢家人与朋友，感谢你们在背后的默默支持。

感谢本文所有参考文献的作者。

在此，谨向所有帮助过我的同学、老师、朋友表示衷心的感谢。

最后，感谢在百忙之中抽出时间评审专家与参加答辩的专家与教授，感谢你

们指导修正论文工作。

主要研究成果

73

主要研究成果

一、申请专利：

1.安全插座，实用新型专利，专利号：ZL201620897526.9，授权时间：2017.2，

第一

2.一种太阳能热水器保护装置，实用新型专利，专利号：ZL201621043459.0，

授权时间：2017.7，第一

3. 一种汽车远近灯光智能切换系统，实用新型专利，专利号：

ZL201621243711.2，授权时间：2017.5，第一

4.一种车载无线充电装置及电动汽车，实用新型专利，专利号：

ZL201720165012.9，授权时间：2017.9，第一

5.一种电动汽车无线充电磁耦合器，实用新型专利，申请号：201721570888.8，

已受理，第一

二、发表论文：

1.电动汽车无线充电磁耦合器设计，电源学报，已投稿，第二

2.基于双 LCC 拓扑的电动汽车无线充电系统研究，待投稿，第二

三、主持项目：

厦门理工学院 2016 研究生科技创新发展项目，电动汽车无线充电系统设计，

排名第一.

四、获奖情况：

2015 厦门理工学院研究生入学明翰奖学金

2016 厦门理工学院学业三等奖学金

磁耦合谐振式电动汽车无线充电 ... - xmut.edu.cn

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